1、湖南科技大學畢業設計（論文）題目電壓可調開關電源的研發作者羅宵學院信息與電氣工程學院專業自動化學號0904020105指導教師吳新開二零一三年六月三日湖南科技大學畢業設計（論文）任務書信息與電氣工程學院院自動化系（教研室）系（教研室）主任:（簽名）年月日學生姓名:羅宵學號:0904020105 專業: 自動化1 設計（論文）題目及專題：電壓可調開關電源的研發2 學生設計（論文）時間：自 2013 年 2 月 25 日開始至 2013 年 6 月 8 日止3 設計（論文）所用資源和參考資料：（2）電力電子技術；（2）開關電源；（3）單片機與應用技術；（4）智能檢測技術；（5）自動控制理論；（6）

2、有關可調開關電源裝置的參考文獻。4 設計（論文）應完成的主要內容：（1）電壓可調開關電源的應用意義；（2）電壓可調開關電源的硬件設計；（3）電壓可調開關電源的軟件設計；（4）電壓可調開關電源的仿真；（5）電壓可調開關電源的發展前景。5 提交設計（論文）形式（設計說明與圖紙或論文等）及要求：（1）畢業設計論文字數在1.5萬字以上，原理、方框圖符合規范，表格符合規范要求；（2）嚴格按畢業設計論文規范打印與裝訂；（3）按0號或1號圖紙準備好答辯圖紙；（4）按時交畢業設計論文。6 發題時間： 2013 年 2 月 24 日指導教師：（簽名）學生：（簽名）目錄第一章緒論11.1 高頻開關電源的誕生11.

3、2高頻開關電源的分類11.3高頻開關電源的研發現狀21.4 課題研究的意義41.5論文主要工作4第二章高頻開關電源方案的確定52.1方案的的分析和選擇52.2 方案的確定72.3 正激式（Forward）PWM轉換器82.3本章小結9第三章系統設計103.1輸入AC/DC電路設計103.1.1 輸入EMI濾波器設計103.1.2 整流濾波器設計113.2 功率場效應管MOSFET的設計123.2.1 功率場效應管MOSFET的工作原理123.2.2 參數計算及型號選擇133.3 變壓器的設計14磁心選擇153.3.2 視在功率PT的確定153.3.3 計算的值173.3.4 匝數及繞組導線直徑

4、的確定173.4 輸出級的設計18輸出濾波電感的設計18輸出濾波電容的設計193.5隔離驅動電路設計193.6 A/D轉換模塊203.7本章小結22第四章系統的控制及仿真234.1系統的控制234.1.1 脈寬調制的實現234.1.2 PID算法的實現234.1.3 軟件流程圖244.2 Pspice仿真274.2.1 變壓器建模274.2.2 Pspice中變壓器的模型分析284.2.3 主電路仿真304.3本章小結31第五章結論325.1 論文結論325.2 本設計存在的問題和進一步工作設想325.3 高頻開關電源的發展展望32致謝34參考文獻35附錄A36附錄B39附錄C40第一章緒論1

5、.1 高頻開關電源的誕生在開關電源的誕生以前，人們主要采取的是開關調節器式直流穩壓電源和線性調節器式直流穩壓電源，這類直流電源有只能降壓不能升壓、體積大、功耗大、散熱難等缺點，又由于其輸出和輸入之間有公共端，需要外加電路來實現輸入與輸出的隔離等等，這都不適應電路小型化的趨勢。十九世紀六十年代年，NEC發表了兩篇具有指導性的文章：一篇為“用高頻技術使AC變DC電源小型化”，另一篇為“脈沖調制用于電源小型化”。這兩篇文章為直流穩壓電源的發展提供了方向。到了七十年代，美國摩托羅拉公司發表了一篇題為：“觸發起20kHz的革命”由此正式揭開了高頻開關電源的發展序幕，高頻化使得電源不但減小體積更重要的是減

6、小了功耗，節約了大量的能源。在高頻開關電源的發展過程中先后出現的典型轉換器有：Buck轉換器、Boost轉換器、Buck-Boost轉換器、Zeta轉換器、Cuk轉換器、SEPIC轉換器，其后又有正激式（Forward）轉換器、反激式（Flyback）轉換器、推挽式（Push-Pull）轉換器、半橋式（Half-Bridge）轉換器、全橋式（Full-Bridge）轉換器、雙管正激式（Switchces Forward）轉換器等等。1.2高頻開關電源的分類現代開關電源有直流開關電源和交流開關電源兩種類型。本文要介紹的只是直流開關電源，其功能是將市電（粗電）轉換成精度要求較高的電壓以滿足各種設備

7、對電壓的要求。DC/DC轉換器是直流開關電源的核心，也正因為如此，大多數直流開關電源是根據DC/DC轉換器而進行分類的。直流DC/DC轉換器按輸入與輸出之間是否有電隔離可為兩類：其一是隔離式DC/DC轉換器，其二是非隔離式DC/DC轉換器。隔離式DC/DC轉換器也可以按有源功率器件的轉換器個數來分類。單管的DC/DC轉換器有正激式（Forward）和反激式（Flyback）兩種，本文重點研究單管正激式（Forward）。雙管DC/DC轉換器有雙管正激式（Doubel Transistor Forward Converter）、雙管反激式（Double-Transistor-Flyback Co

8、nverter）、推挽式(Push-Pull Converter)和半橋式（Half-Bridge Converter）四種。四管DC/DC轉換器就是全橋DC/DC轉換器（Full-Bridge-Converter）。非隔離式DC/DC轉換器也可以按有源功率器件的個數分為單管、雙管和四管三類。單管DC/DC轉換器共有：降壓式（Buck）DC/DC轉換器，升壓式（Boost） DC/DC轉換器、升降壓式（Buck-Boost）DC/DC轉換器、Cuk DC/DC轉換器、Zeta DC/DC轉換器、SEPIC DC/DC轉換器。這幾種單管DC/DC轉換器中，Buck和Boost式是最基本的，Buc

9、k-Boost、Cuk、Zeta、SEPIC式DC/DC轉換器都是從中派生出來的。雙管轉換器有雙管串接的升壓式（Buck-Boost）DC/DC轉換器。四管的則是全橋式（Full-Bridge Converter）DC/DC轉換器。1.3高頻開關電源的研發現狀目前市場上開關電源中功率管大多采用的是雙極型晶體管，其開關頻率可以達到幾十千赫茲；而采用MOSFET的開關電源轉換頻率可以達到幾百千赫，想要提高開關的頻率就必須采用快速開關器件。對于兆赫以上的開關電源可以利用諧振電路，這種工作方式被稱為諧振開關方式。諧振開關方式可以最大限度地提高開關的速度，降低開關管的損耗，其噪聲也很小，這是提高開關工作

10、頻率的一種方式。目前采用諧振開關方式的研究已經進入到實用階段1。開關電源電路器件電力電子技術的進步必須依靠新型的電力電子器件。功率場效應管（MOSFET）為單極性導電，大大地縮短了開關時間，可以很容易達到1的頻率。制造半導體的材料從硅材料到砷化鎵、半導體金剛石、碳化硅，SiC功率MOSFET的導通壓降已經降到了1以下，關斷時間小于10。電壓達300的SiC肖特基二極管的反向漏電壓小于0.1，而反向恢復時間也幾乎降低到了零。新型平面變壓器近幾年的發展也有效地推動了開關電源的發展，它具有能量密度高、體積小、頻率高、漏感低、電磁干擾低等優點。軟開關技術與高頻化2 20世紀中葉開始得到發展和應用的PW

11、M DC/DC轉換器技術，是一種硬開關技術。硬開關動作時開關上的電壓和電流都不為零，開關在開通和關斷過程中，電壓和電流會產生一個交疊區產生損耗，被稱為開關損耗。轉換器的開關損耗與開關的頻率成正比，開關頻率越高，總的損耗越大，這不但降低了轉換器的效率，也浪費了大量的能量。這種硬開關技術限制了轉換器開關頻率的提高，從而限制了轉換器的小型化和輕量化。軟開關技術在這種背景下應運而生了，軟開關技術就是指開關上的電壓電流都為零，或者其中一個為零的自然開關過程。在開關過程中沒有電壓和電流的交疊，如零電壓開關（Zero Voltage Switch-ing，ZVS）和零電流開關（Zero Current Sw

12、itching，ZCS），有時也近似的把ZVS和ZCS叫做軟開關。軟開關技術是在不斷認識與提高中得到發展的，在以高頻的促使下，以諧振技術和PWM技術為基礎的發展條件下提出來的，是使常規PWM技術與諧振技術相結合，并吸收兩者的優點，由此產生了軟開關PWM技術，目前此類技術已經在國內外多種PWM DC/DC轉換器中得到廣泛應用。PWM DC/DC轉換器的軟開關技術大致可以分為以下幾類：（1）全諧振轉換器，也被稱為諧振轉換器（Resonant Converters）。（2）準諧振轉換器（Quasi-Resonant Converters，QRCs）和多諧振轉換器（Multi-Resonant Con

13、verters，MRCs）。（3）零開關PWM轉換器（Zero Switching PWM converter）（4）零轉換PWM轉換器（Zero Transition Converters）。高頻開關電源的功率因素校正3 由于諧波電流對電網有極大的危害：（1）諧波的“二次效應”，即電流流過線路阻抗而造成諧波降壓，反過來使電網波形發生畸變。（2）由諧波電流引起的電路故障，會損壞設備。（3）在三相四線制電路中，三次諧波與中性線中的電流同位，合成電流很大，可能超過相電流，可能導致中性線過熱，引起火災導致電氣設備的損壞。（4）諧波電流對產生諧波電流的設備及同一系統中的其他電子設備產生極大的影響。因此

14、，如何抑制諧波，提高功率因素已經成為當今國內外電源界研究的重要課題。常用功率因素校正的方法有：多脈沖整流、無源濾波、有源功率因素校正等。電路集成和系統集成及封裝工藝模塊化、集成化和智能化是開關電源的發展方向，各種專用功能芯片在近幾年內發展迅速，如功率因素校正（PFC）電路用的芯片，并聯均流控制芯片，電流反饋控制芯片。功率半導體器件件則把驅動、控制、檢測、保護電路封裝在一個模塊中。電路集成則是朝系統集成化方向進一步發展，近幾年已經推出模塊化內部結構的二代電源模塊，已達到全面微控化和高度集成化。第二代產品的變壓器也得到很大改良，采用了屏蔽式結構和鍍銅磁芯，共模噪聲和寄生電容得到降低，變壓器的處理功

15、率密度大幅提高。系統集成改變了現在的半自動化、半人工化的組裝工藝而達到完全自動化生產，有利于成本的降低和這項技術的推廣。英特處理器的工作電壓，已經降到了1以下，處理速度也大幅提升，有關專家提出了將開關電源和微處理器結合在一起的構想，而英特公司也在努力促成此事，但這樣的開關電源的大小就得與微處理器相近，但是如今的開關電源仍然要比微處理器大幾十倍甚至更多，如何進一步減小體積則是面臨的新問題。低壓大電流DC/DC變換技術的發展動態低壓大電流高功率DC/DC變換技術，已從前些年的3.3降至現在的1.0左右，電流目前已可達到幾十安到幾百安等，同時電源的輸出指標，如紋波、精度、效率、欠沖、等技術指標也得到

16、進一步的提高3。這一技術將成為今后一段時間內電力電子界內的熱點，它的研究內容非常廣泛，有負載大信號動態問題，有控制技術研究，有電路拓撲結構研究等等。同時，低壓大電流DC/DC變換技術也面臨著許多挑戰。低壓大電流DC/DC變換技術的關鍵是尋找到合適的拓撲結構似的變壓器的副邊波形能直接驅動代替二極管的同步整流MOSFET，這樣既能保持簡單性又能實現高效率。在低壓大電流輸出的電源中，副邊整流環節的損耗占整個損耗的極大部分。最好的肖特基二極管也有0.25正向壓降，將產生巨大的導通損耗，所以整流器件的唯一選擇是用同步整流MOSFET，副邊的研究便主要集中在如何驅動這些同步整流MOSFET上。一種辦法是采

17、用外部控制電路，產生合適時序的驅動信號，去驅動這些同步整流MOSFET，簡稱外驅動技術；另一種辦法便是選擇拓撲，直接用副邊波形來驅動這些同步整流MOSFET，這種技術被稱為自驅動技術。目前與自驅動同步整流技術相匹配的拓撲結構只有兩種，一是有源鉗位正激變換器，二是互補驅動半橋電路。文獻4介紹了高頻開關電源的EMC設計，包括輸入濾波器的EMC設計、高頻逆變電路的EMC設計、輸出整流電路的EMC設計和輸出直流濾波電路的EMC設計，為抑制高頻開關電源的電磁干擾提供了解決方案。高頻開關電源電磁兼容預設計分析和研究5針對開關電源的電磁兼電源容問題，系統地分析轉換器EMI的作用機理，運用專業軟件進行系統仿真

18、，提出合適的電磁兼也容設計方法。隨著各領域對用電電壓和電流精度的不斷提高，對開關電源的要求也愈來愈高。一個開關電源的品質除了電性能指標外，還有看許多其他指標，如環境溫度、外形尺寸、EMI要求、抗震動要求、可靠性指標、集成度和美觀性等，總體來說開關電源的研發方向是高頻率、高效率、小體積。1.4 課題研究的意義本課題主要研究的是輸出電壓可調高頻開關電源，目前開關電源界的發展欣欣向榮，其頻率已達到百兆級，各類開關電源的研發能滿足輸出電壓從低壓到高壓，輸出電流從小電流到大電流，紋波較小的要求。但是對于輸出電壓可調的高頻開關電源的研究不多，市場上的電壓可調開關電源成品也很少，針對這個現象，本文在分析了各

19、種高頻開關電源的基礎上，主要著手中小功率電壓可調開關電源的研發并充分考慮其經濟性與總體性能，本論文設計的高頻開關電源是基于單片機控制的，利用高頻脈寬調制技術（PWM），主電路拓撲采取正激式電路，實現開關電源的輸出電壓可調，具有較高的實用價值。1.5論文主要工作本文詳細分析了單端正激式開關電源的工作原理和使用單片機實現輸出電壓可調的基本工作原理，即使用軟件算法實現PWM脈寬調制；分析了EMI濾波原理；重點分析了變壓器的設計方法和使用AP法完成高頻變壓器的設計；分析設計了功率場效應管MOSFET的參數；使用Pspice仿真軟件進行仿真，驗證了系統的可行性。本文的具體行文結構安排如下：第一章緒論第二

20、章系統方案的確定第三章系統的設計第四章控制及仿真第五章結論及展望第二章高頻開關電源方案的確定2.1方案的的分析和選擇相關技術指標：輸入電壓：交流輸出電壓：直流輸出功率：頻率要求：紋波要求：按照上述參數要求，分析多種多種高頻開關電源的主電路拓撲和其控制方式，大概提出以下四種總設計方案。方案一：整流濾波正激轉換器調整方波整流濾波隔離反饋AC單片機控制驅動電路DCCCCC圖 2.1 正激式本方案采用單管正激式轉換器作為主電路，用單片機軟件算法的方式實現PWM波形的控制以調節輸出電壓的大小，其系統方框圖如圖2.1所示。正激式轉換器中高頻變壓器實現了輸入與輸出之間的電器隔離，變壓器采用增加復位繞組的方式

21、實現磁復位。單管正激式轉換器開關管承受的電壓為（為輸入電壓）。正激式轉換器的驅動電路較為簡單、可靠性高、經濟性較高，適合各種中小功率的電源。方案二：本方案采用半橋式轉換器作為主電路拓撲，系統方框圖如圖2.2所示，半橋式實際上就是兩個正激式PWM DC/DC轉換器的結合，每個正激式轉換器的輸入電壓為0.5，因此，其開關管承受的電壓為，其工作原理與正激式轉換器相似。半橋式轉換器的變壓器雙向勵磁，沒有變壓器偏磁問題，適合各種工業用電源和計算機用電源，但其驅動電路較復雜，有直通問題。整流濾波半橋轉換器輸出濾波隔離驅動電路單片機控制隔離反饋ACCDC圖 2.2 半橋式方案三：本方案的系統方框圖如圖2.4

22、所示，以全橋轉換器做為主電路，它是由四只開關管V1V4，和其反并聯二極管D1D4，以及變壓器其T組成的。變壓器T的初級繞組接于兩橋臂的中點，全橋逆變器的控制方式有：雙極性控制方式、有限雙極性控制方式以及移相控制方式。圖2.3 全橋轉換器主電路圖整流濾波全橋轉換器輸出濾波隔離驅動電路單片機控制隔離反饋ACCDC圖 2.4 全橋式圖2.3是全橋式轉換器主電路模型，開關管V1V4采用PWM控制方式。在單個周期內內，前半個周期V1和V4導通，導通時間為；后半個周期V2和V3導通，導通時間同為。調節開關管的導通時間，即調節占空比以達到調節輸出電壓有效值的目的，本方案設計電路較為復雜，成本高，適合大功率工

23、業用電源。方案四：整流濾波推挽式轉換器調整方波整流濾波隔離反饋AC單片機控制驅動電路DCCCCC圖2.5 推挽式本方案的系統結構框圖如圖2.5所示，其主電路采用推挽式轉換器。推挽式PWM DC/DC轉換器也可以看成是兩個正激式轉換器的組合，兩個開關管輪流導通。兩個開關管的輪流導通是變壓器的鐵心交替地磁化和去磁，以完成電能從初級繞組到次級繞組的傳輸。由于兩個開關管的導通絕對時間可能不同，會產生直流偏磁問題。推挽式轉換器適合低壓輸入電源。2.2 方案的確定各方案的分析比較如下表2.1所示，結合本論文設計的參數要求最終選用方案一，即選用正激式為主電路的拓撲結構，用單片機通過軟件算法的方式產生設定頻率

24、的PWM波形，通過脈寬調制技術對占空比進行調節以達到輸出電壓在設定范圍內可調的目的。表2.1 各方案優缺點比較方案優點缺點功率范圍應用領域一電路簡單，成本較低，可靠性高，驅動電路簡單變壓器單向勵磁，利用率較低幾百瓦幾千瓦適合各種中小功率電源二變壓器雙向勵磁，沒有變壓偏磁問題，開關較少，成本低有直通問題，可靠性較低，需要復雜的隔離驅動電路幾百瓦幾千瓦適合各種工業用電源，計算機用電源三變壓器雙向勵磁，容易達到大功率結構復雜，成本高，有直通問題，可靠性較低，需要負載的多組隔離驅動電路幾百瓦幾千瓦適合大功率工業用電源、焊接電源、電解電源等四變壓器雙向勵磁，驅動較為簡單有磁偏問題幾百瓦幾千瓦適合低輸入電

25、壓的電源2.3 正激式（Forward）PWM轉換器正激式轉換器是典型的帶有隔離變壓器的直流PWM轉換器，其實際上就是在Buck降壓式PWM DC/DC轉換器中再加入了一個隔離變壓器構成的，圖2.6給出了正激式PWM DC/DC轉換器的主電路。開關管按照PWM方式工作，二極管是輸出整流二極管、是續流二極管，電感是輸出濾波電感，電容是輸出濾波電容。隔離變壓器帶有三個繞組：初次繞組、次級繞組和復位繞組。圖中繞組標有“·”符號的一端表示是繞組的始端。二極管是復位繞組串聯的二極管。正激式PWM DC/DC轉換器變壓器的磁芯復位的方法有：增加復位繞組法、RCD復位法、LCD復位法和有源鉗位等磁

26、復位方法。在這里采取的是在輸入端接復位繞組的方法。圖2.6 正激轉換器原理圖當開關管導通時，變壓器次級整流二極管導通，續流二極管關斷，直流電源功率是通過變壓器傳送到負載的，同時濾波電感儲能；當開關關斷時，變壓器次級整流二極管關斷，續流二極管導通，濾波電感的儲能向負載釋放。繞組的極性與初級繞組相反，一般情況下=，與整流二極管串聯后并接于直流輸入電源的正極上。開關導通時，回路中的二極管阻斷，因此沒有電流流過，磁心從原始狀態被磁化（Magnetization）。當開關關斷時，復位繞組的電流使磁心去磁（Demagneti-onzation）。當勵磁電流下降到零時，磁心復位到原始磁狀態，以便下一個開關周

27、期磁心重復勵磁。如果變壓器沒有復位措施，經過若干個周期后，磁心就會不斷被勵磁并逐漸進入飽和狀態時，這樣轉換器就不能正常工作了。因此，在正激轉換器中變壓器復位十分重要，為確保鐵心復位，在開關管導通時，鐵心的磁通增加量應等于開關關斷時磁通的減少量。在電流連續模式（CCM）條件下，正激式轉換器的輸出/輸入的電壓轉換比為：（2.1）其中=/，、分別為變壓器的一次繞組匝數和二次繞組匝數，為開關管的占空比。正激式電路由于接入了隔離變壓器，從而實現了電源側與負載側之間的電氣隔離，這使得轉換器的輸出電壓可以高于或低于輸入電源的電壓，這也可以方便地實現多路輸出。而且開關的占空比可以在設定的范圍內變化以實現輸出電

28、壓在一定范圍內變化。正激式（Forward）轉換器可以在電感電流連續的條件下工作，也可以在電感電流斷續的條件下工作。這時二極管和的反向恢復條件可以得到改善，同時也改善了開關管的開通條件。2.3本章小結本章主要是按照設計的相關參數要求，考慮了幾種可行的方案并對各方案的優缺點進行分析。根據分析結果最終確定使用單管正激式轉換器作為本設計的主電路并對其工作原理進行了分析。第三章系統設計本文關于電壓可調開關電源的設計主要包括：主電路的選擇、變壓器的設計、輸出整流濾波器的設計、功率開關管的選擇、驅動電路的設計、控制器的選擇、以及輸出反饋的設計等。本文設計的高頻開關轉換器中的主要元器件有功率開關管（MOSF

29、ET管）、變壓器、電感和電容等。其中，電感和電容是互為對偶的儲能元件，理想條件下電感和電容都是無損，并且所儲能也是單一形式的，即電感儲存磁場能，電容儲存電場能。但實際上電感和電容都有寄生電阻的存在，高頻情況下要考慮渦流、集膚效應等因素，這些都會產生損耗。另外電感和電容的性質也會受到頻率的影響，例如，當頻率高到甚高頻，電感可能會表現出電容的性質；電容也可能會表現出電感的性質。在開關轉換器中，磁性元件的應用是十分廣泛的，如濾波電感、諧振電感、吸收電路中的限流電感、隔離變壓器等。對高頻電磁現象的分析需要考慮的因素很多，包括：電壓、電流、頻率、能量、匝數、漏磁、磁心氣隙、溫度、加工工藝等。與此相對應的

30、對高頻磁性元件的綜合是比較困難的，同樣的分析可能有不同的綜合，因此在設計時應當結合體積、成本、效率等因素，選擇合適的設計方案。對于功率開關管，PWM DC/DC轉換器常用的開關管包括：功率場效應管MOSFET、絕緣柵雙極晶體管IGBT。這兩類開關管都能進行快速關斷、快速開通，考慮到經濟性等因素，本設計采用功率場效應管MOSFET作為高頻開關。驅動電路和控制電路的好壞也會影響到系統的整體性能，在設計中也需要謹慎考慮之。3.1輸入AC/DC電路設計3.1.1 輸入EMI濾波器設計濾波是抑制干擾的一種較為有效措施，特別是對開關電源EMI信號的傳導干擾和輻射干擾，在電源線上的傳導干擾都可以用差模信號與

31、共模信號來表示，把EMII信號控制在有關EMC標準的極限電平下，最有效的方法便是在開關電源的輸入電路中加裝EMI濾波器。本設計采用的濾波器電路如圖3.1所示。圖中是用來消除共模干擾的，其對裝在N-G和L-G之間，被稱為Y電容。則安裝在L和N之間，用來消除差模干擾，常選用高容量的金屬皮膜電容，被稱為X電容。濾波器是用來抑制共模電流噪聲的電感，由于電感線圈對稱地繞在同一個螺旋管上，因此在正常工作電流范圍內，對稱電流產生的磁性是相互抵消的，因而對差模電流和電源電流呈現低阻抗，不會有衰減的效果。結合各項參數，本設計最終選用DOREXS公司的DAA1-10A的單相交流電源濾波器。圖 3.1 輸入濾波電路

32、3.1.2 整流濾波器設計本設計采用單相橋式整流電路將經過EMI濾波后的交流電進行整流，其電路原理圖如圖3.2（a）所示，圖3.2（b）是其簡化的畫法。（a）單相橋式整流電路原理圖（b）簡化畫法圖3.2 單相橋式整流電路單相橋式整流后的的電壓平均值為：（3.1）單相橋式整流電路波形圖如圖3.3所示，經過整流橋后的直流電流值為： （3.2）在橋式整流電路中二極管、和、是輪流導通的，所以，流過每個二極管的平均電流為0.5；每個二極管承受的最大反向電。圖3.3 單相橋式整流電路波形圖結合本設計的參數要求最終選擇RS2006M整流橋作為整流器，經過整流后的最大電壓約為310，實際運用中當考慮留有一定的

33、裕量，所以濾波電容耐壓值選擇400V以上的電解電容。電容容量應滿足式（3.3）6.(3.3)其中T為交流周期，此處為20，為負載電阻，考慮到最大電流為10，可假定負載為1000歐，那么估算出電容容值應當大于500。同時，濾波電容又不能過大導致電源的瞬態響應變差。本設計采用560的電解電容并聯一只0.47的小電容，以平滑輸出和濾除高頻波的作用。3.2 功率場效應管MOSFET的設計3.2.1 功率場效應管MOSFET的工作原理功率場效應管MOSFET可分為N溝道MOSFET和P溝道MOSFET，本設計采用的是N溝道增強型MOSFET，其結構如圖3.4所示，它是一種場控器件，類似 NPN型晶體管。

34、漏極d相當于集電極c，源極s相當于發射極e，柵極g相當于基極b。其主要區別在于MOSFET管是電壓型控制器件，即柵源電壓控制漏極電流。功率MOSFET是有大量細小的元包并聯組成的，采用垂直導電溝道可以減小通態電阻，源漏極在溝道兩側擴散而成，柵極與溝道之間用二氧化硅進行絕緣。場控的原理：當柵源之間外加控制電壓時，柵極和型襯底相當于平板電容器，在柵源電壓的作用下產生一個由柵極指向型襯底的電場，這個電場有排斥空穴和吸收電子的作用，這使得型襯底中的電子被吸引到柵極下的襯底表面，從而形成了型導電溝道，原來被型襯底隔開的兩個+型區就被這個導電溝道連通了。因此，此時若有漏源電壓，則會有漏極電流產生。我們一般

35、把在漏源電壓作用下開始導通時的柵源電壓叫做開啟電壓。圖 3.4 N溝道增強型MOSFET結構3.2.2 參數計算及型號選擇（1）開關晶體管的電流定額通常在較大電流的情況下，應該選擇具有大電流增益和飽和特性較好的晶體管作為功率開關管。 本設計中假設當市電為最小線電壓輸入時，=217.4，假定開關管的效率為75%，則輸入功率為：=1300在導通占空比最大（min）=0.5時，應該為平均功率=（max）（34）=12考慮到磁化電流和紋波電流的斜率，應該留有10%的裕量。=12×1.1=13.2為了提高可靠性及考慮到在調整電感量大小時電流有可能失控，因此在實際選定管子電流容量時應當留有一定的

36、裕量。（2）開關晶體管的電壓定額本設計中假定市電電壓向上波動18%，經過整流橋后的電壓上限值為：由于能量再生繞組工作時開關晶體管所承受的電壓為2，同時有一定的漏電感存在，一般會在電壓最高值上出現一個尖峰，尖峰的大小隨制造工藝的優劣而不同，一般在電源電壓的10%考慮，故；查相關參數表，最終采用型號為SPW17N80C3的MOSFET管，其電壓定額為800V。（3）開關管的緩沖電路設計緩沖電路即吸收電路如圖3.5所示，它的作用是抑制電力電子器件過壓、過大、或者過電流和過大，以達到減少開關器件的損耗的目的。圖 3.5 開關管的緩沖電路在無緩沖電路的情況下，MOSFET管開通時電流會迅速上升，即很大；

37、在關斷時很大，并且出現很高的過電壓，這都會給開關管造成很大的壓力。而在有緩沖電路的情況下，開通時，由于有緩沖電容的存在，緩沖電容先通過向開關管放電，此時電流先上升一段，后因抑制電路的作用，的上升速度開始減慢。、是關斷時為中的磁場能量釋放電路而設置的。在開關管關斷時，負載中的電流通過向電容進行分流，從而減小了開關管的負擔，抑制了和過電壓。但是因為開關管關斷時電路中電感和布線產生的電感的能量需要釋放，因此，一定的過電壓是不可避免的，但上述開關管的電壓定額設計已充分考慮之。3.3 變壓器的設計變壓器是一種利用互感耦合的電感器件，它由磁心和繞組組成，磁心起導磁作用，磁心的較高的導磁率提高了變壓器的電性

38、能，變壓器的初級繞組接輸入端的，初級繞組起到激磁和從輸入端獲取電能的作用，并通過它將輸入的電能轉換為磁場能的形態。變壓器的次級繞組接輸出端，它完成能量由磁場能向電能的轉換并將能量傳遞給負載。高頻變壓器是轉換器中的核心元件，變壓器使得轉換器的輸入與輸出之間電氣隔離，可以實現升壓和降壓，也可以方便的實現多路輸出。變壓器由于勵磁電流的存在會產生勵磁電感，當磁心有氣隙時變壓器的漏磁通增大，此時變壓器的初、次級繞組不完全耦合，部分磁通只通過了變壓器的一個繞組，這個繞組的磁通即是漏磁通，它在繞組中產生漏感。漏感是磁性元件中的一種寄生電感，一般情況下應當比勵磁電感小很多。常用減少漏感的方法：（1）采用多股絞

39、合銅線或寬薄的銅箔片，使得到較高的銅占因子。（2）采用細長型的繞組設計方法，以達到減少漏感的目的。因為變壓器的繞組越厚、漏感就越大。（3）把次級繞組繞在初級繞組的中間，或把次級繞組繞在初級繞組的外部，使得初次級繞組緊密耦合。高頻變壓器設計方法最常用的有兩種，第一種是先求出磁芯窗口面積與磁心的有效截面積的乘積 (=×，稱為磁心面積乘積)，稱為法，根據值查相關的參數表可找出所需磁性材料和磁心的型號；第二種是在上述方法中加入了滿足一定電壓調整率的改進方法，稱為調整率體積法。本設計采用法進行設計。磁心選擇功率鐵氧體，因在高頻條件下具有很高的電阻率，而渦流損耗又低加上經濟性能較好，因此是高頻變

40、壓器首選條件。但是由于它的磁導率通常比較低，所以需要的磁化電流較大。對于合金材料磁芯，如鉆基非晶合金和微晶合金等，雖然具有較高的電阻率，通常情況下可以軋成很薄的帶料，因此能用在較高頻率。但是實際應用中有價格等因素的考慮，除了用在溫度高和沖擊、振動大的地方，需要采用合金材料磁心外，一般情況下變壓器磁心還是以鐵氧體為主。磁心材料要考慮的最主要因素是它在工作頻率處的損耗和應用的磁通密度。本設計根據電源的工作頻率選擇鎳鋅鐵氧體材質的鐵心，允許溫升為50攝氏度，各磁心的結構參數如表3.1所示，其次，在選擇磁心時也要考慮磁通密度。磁通密度的選擇涉及到轉換器工作的穩定性、功率損耗、散熱、銅損、鐵損等較多問題

41、，因此要反復設計才能完善，其基本要求如下：（1）必須小于飽和磁通密度：鐵氧體的的溫度系數比較大，好的功率鐵氧體在室溫條件下大約為0.5，要減小勵磁電流，應該選在0.67以下。（2）當頻率達到一定的范圍以上時，由高頻變化的引起的鐵心損耗較大，發熱也嚴重。因此，為了使磁心溫度不超過限定值，應當減小，一般在（0.330.67）以下。（3）應當考慮到合閘時的沖擊，若大于，在合閘的第一個周期會產生大的和勵磁電流的沖擊。電流型控制能在一定程度上限制沖擊電流。3.3.2 視在功率PT的確定變壓器的視在功率PT隨轉換器主電路結構的不同而有不同的表達式。對于如圖3.6（a）圖所示的電路，在狀態下實際上變壓器是有

42、損耗的（即小于1），表3.1 各磁心的結構常數磁心種類損耗KjXKsKwtKv罐形磁心銅損鐵損632-0.1733.84814.5鐵粉磁心銅損 =鐵損590-0.1232.558.813.1疊片磁心銅損 =鐵損534-0.1241.368.219.7C型鐵心銅損 =鐵損468-0.1439.266.617.9單線圈銅損鐵損569-0.1444.576.625.6帶繞鐵心銅損= 鐵損365-0.1350.982.325對于如圖3.6（b）所示的電路，考慮變壓器損耗的情況下，（a）（b）（c）圖 3.6 視在功率與主電路的結構關系在本對于如圖3.6（c）所示電路，考慮變壓器有損耗情況下，設計中假設

43、用肖特基二極管整流，其正向壓降=0.6V，那么：=(60+0.6) 13=30003.3.3 計算的值鐵心的有效截面積與窗口面積之積是法設計的最為關鍵數據，其計算公式為：（3.5）由上式算出后，可以查相關參數表得出所用磁心的型號。在確定的值時需要確定、的值。窗口使用系數是體現變壓器或電感器窗口面積中銅線的實際占有的面積量。它由導線截面積、匝數、層數、絕緣漆厚度及線圈紋距等綜合因素決定的。其主要是由導線的直徑和繞組數決定的，一般情況下=0.20.4，導線直徑小于0.2毫米或者多股并繞及繞組數較大時取較小的值，本設計中取其典型值0.4。取=0.4 =4.44（正弦波）=0.3=40由表3-4查得型

44、磁心的=468，=-0.14, 用式3.4計算=243.3.4 匝數及繞組導線直徑的確定（1）確定原邊繞組數，計算原邊繞組公式13：（3.6）查得3-75EI的磁心的Ac值為10.89，再代入其他參數得： =89（2）根據原邊匝數計算副邊匝數：=54（3）導線直徑的確定由于集膚效應限制，對最大漆包線的直徑和截面積有一定的要求。特別是對于轉換器，由于集膚效應的作用，使得導線的交流電阻增大，電流密度在導線界面上分布不均勻。在越靠近導線的中心位置，電流密度就越小，在導線的表面電流密度較大，這就使導線的等效導電截面積減小了，導致功率損耗的增大。通常采用較細的導線可以在一定程度上減小集膚效應的影響，參考

45、表3.2，本設計應當選擇直徑為1.4mm的導線繞組。表3.2 按集膚效應選擇導線直徑1020501002001.40.930.590.410.303.4 輸出級的設計輸出濾波電感的設計（1）電感值的確定正激式開關電源中的輸出濾波電感的作用是減小負載電流波動，本設計中正激式轉換器工作在電流連續模式下，電感電流可以近似為三角波，其平均值為，最大值為，最小值為，=-。設整流二極管的正向壓降為0.5。= maxmin= =1.22已知=0.45，可以得出min=0.451.22=0.37=（1-min）Ts=0.63×100 =63（3.7）由的計算公式（）=(60+0.6)×63

46、×10-64=0.85（2）導線直徑的選擇：考慮到集膚效應的影響，導線的直徑應當做到小于2，為滲透深度（Penetration depth）（）。=（3.8）值與溫度有關，100攝氏度時，銅的電阻率=，為空氣磁導率，為電流頻率，表3.3為計算所得的幾個典型的頻率的值,從表中查得本設計的導線直徑應該不大于1.5。表 3.3 典型頻率的值50Hz10kHz100kHz1MHz/cm0.700.0750.0240.0075輸出濾波電容的設計正激式和升壓式輸出級的輸出濾波電容的計算式是相同的，它可以近似地由所輸出紋波電壓峰值決定。這個輸出紋波電壓即為疊加在輸出直流電壓上的交流三角波。對于正激

47、式變換器，紋波的典型值是50 (峰峰值)，而對于升壓式變換器中，200的峰峰值則是比較典型的，本設計的紋波要求1，公式表達為：（3.9）式中為輸出端的額定電流值，單位為，為在高輸入電壓輕載條件下所估計的占空比(估計值為05是比較合理的)，是期望的輸出電壓紋波峰峰值，單位為。因此，60V輸出電容值為：=3.5隔離驅動電路設計開關管的柵源之間的絕緣層是絕緣的二氧化硅結構，在柵源之間形成了一個柵極電容，有隔斷直流的作用，因此在低頻靜態的驅動功率約為零。然而，在高頻的交替導通和關斷時就需要一個動態的驅動功率，而單片機的輸出端無法滿足此要求10。開關管的基極驅動電路是控制電路和主電路之間的接口，對整個系

48、統的性能有較大的影響，一般對驅動電路的要求有以下幾點：（1）提供柵極驅動電壓和功率，保證功率管的正常導通和關斷。（2）保證驅動電路的波形，以避免出現振蕩。（3）實現主電路與控制電路之間的電氣隔離。本設計采用IR公司生產的IR2110驅動芯片來驅動功率MOSFET，IR2110是雙通道、柵極驅動、高速高壓、單片式集成的功率驅動模塊，它的體積?。ǚ庋b形式為DIP14）、集成度高、響應很快（小于200）、隔離電壓較高（達到500）、驅動能力較強、外部保護封鎖口8。在高頻開關電源的設計中應用IR2110可以大大地降低外圍電路的復雜度，同時也降低了成本、提高系統的可靠性。如圖3.7為IR2110芯片的電

49、路圖，其中VDD和VSS分別連接芯片的邏輯輸入電源和地，HIN、LIN和SD是邏輯電平輸入。而VB是高端懸浮置供電電壓，Vs是高端懸浮供電偏移電壓，HO為高端輸出電壓，LO低端輸出電壓，Vcc是低端固定供電電壓，COM是低端偏移供電電壓。圖 3.7 IR2110原理圖由于驅動電路與主電路共地，且對于控制電路來說主電路是強電，會影響控制系統的性能，為了防止強電對控制系統的干擾，因此必須在驅動中設置隔離電路。在本設計中，考慮到開關信號頻率達到10kHz，常用的光耦合芯片難以滿足其要求，本電源設計采用高速光耦芯片6N136,其最大延時僅為0.8us。高壓側輸出電流平均值應當小于8mA，因此在VCC接

50、+12V電壓的情況下，GND極需要接一個2k歐的電阻用來限流。本電源設計的光電耦合電路如圖3.8所示，在這里通過R2上的分壓為IR2110輸入端提供信號。圖 3.8光電耦合隔離電路3.6 A/D轉換模塊本設計采用ADC0809芯片作為模數轉換器，將采樣回來的模擬信號轉化成數字信號再輸入到單片機中進行處理。ADC0809是一種8路模擬信號輸入、8位逐次逼近法A/D，它的轉換時間在典型的時鐘頻率下是100us。ADC0809的各個引腳功能介紹如下所示12：IN0IN7：表示8路模擬量輸入線。D0D7：表示8位三態數據輸出線。A、B、C：表示模擬通道選擇線。ALE：表示通道鎖存控制信號輸入線，ALE

51、電平在正跳變的可以鎖存A、B、C上的地址信息，經過譯碼后控制IN0IN7中哪一路模擬電壓送入比較器。CLOCK：表示轉換時鐘輸入線，CLOCK的頻率范圍為10kHz1200kHz，一般情況下取640kHz（此時的轉換速度為100us）。START：表示啟動轉換控制信號的輸入線，其上升沿清除內部寄存器，下降沿則啟動控制電路并開始A/D轉換。EOC：表示轉換結束信號的輸出線，在轉換結束后EOC則輸出一個寬為8各CLK周期的正脈沖。OE：表示輸出允許控制信號輸出線，OE為高電平時吧轉換的結果送到數據線，當OE為低電平時，輸出為浮空狀態。VCC：表示主電源+5V。GND：表示數字地。VREF+：表示參

52、考電壓的輸入線，通常情況下VREF+VCC。VREF-：表示參考電壓的輸入線，通常情況下VREF-GND。圖3.9 ADC0809與單片機的接線圖。由于ADC0809具有三態輸出數據總線，故可以與51單片機總線直接接口，圖3.9給出了ADC0809與單片機的接線圖。3.7本章小結在高頻開關電源的設計中主要的難點是系統中各主要磁性元件的選擇，這也是本章中就系統設計解決的主要問題，本章主要完成了AP法設計高頻變壓器及按要求完成了輸入級和輸出級的設計、開關管的設計和驅動電路設計等。第四章系統的控制及仿真4.1系統的控制電源控制部分的設計在很多程度上決定了整個系統的好壞，控制電路的主要任務根據要求產生

53、設定的SPWM脈沖，根據采樣回的電壓信號而調節脈沖寬度。4.1.1 脈寬調制的實現最初的脈寬控制技術是基于模擬電路，將載波與控制信號送到比較器進行比較而實現的?；谠摲椒ǖ膽?，出現許多能發生PWM波的控制芯片，如TL494、UC3842，后又出現數字集成式芯片如HEF4752、MA818。但這些方法與微機控制技術相比具有外圍電路復雜、調試不方便等缺點。本設計采用AT89C51單片機，采用軟件計算的實時PWM控制策略，該策略對硬件要求低、受外界干擾較小。常用的產生SPWM波形的軟件設計方法有：（1）自然采樣法，該方法調制信號是正弦波，調制信號與等腰三角形載波相比較，在自然交點處控制開關管的導通

54、與關斷。自然采樣法能準確地反映脈沖通斷時刻，產生的波形是最接近正弦波的。但是由于軟件確定開關時刻需要求解超越方程，并且需要進行多次三角函數及乘法運算，這給實時控制帶來麻煩，該方法一般只用與模擬電路的產生。（2）規則采樣法，為在微機中實現SPWM算法，可以對正弦控制信號進行周期采樣，依據采用值與載波信號比較來確定PWM脈沖的前后沿，有多種形式實現該方法，包括：對稱采樣、非對稱采樣、平均規則采樣。該方法不論在采樣時刻正弦與三角載波是不是相交，這雖會帶來一點誤差，但可以控制在可行范圍內。（3）面積等效法，該方法是基本思路是控制相同時間間隔內的PWM波形的面積，使之與調制波面積相等，當調制波為正弦時的

55、調制原理圖如圖4.1所示。圖中Tpi和Tgi分別為開關管的關斷與導通時間。假設單個周期內的PWM波的脈沖個數為2N，即將參考正弦波的整個周期T分成2N等分，每份時間T為T2N，在第i段區間內的正弦波面積為：（4.1）本設計運用單片機的定時器采用軟件計算的方法產生PWM波形，可以方便地對PWM波占空比進行控制，從而實現輸出電壓可調，具體程序源代碼見附錄A。4.1.2 PID算法的實現（1）控制技術概述PID算法具有結構較為簡單、穩定性與可靠性較高、調試方便等優點，因此在各圖 4.1 面積等效原理種應用領域內得到廣泛應用，特別是結合微處理器，PID控制算法能夠得到很好的實現。除了PID控制外用于電源變壓控制技術還包括：無差拍控制、重復控制、模糊控制等，但由于它們的各種不足，如模糊控制雖然在理論上可一任意精度逼近非線性函數，但是受到目前模糊控制研究水平的限制，