1、精選優質文檔-傾情為你奉上 Company number：【WTUT-WT88Y-W8BBGB-BWYTT-19998】雙閉環可逆直流脈寬調速系統課程設計專心-專注-專業交直流調速系統課程設計學 院： 機電工程學院 學 號： 專業（方向）年級： 電氣工程及其自動化 學 生 姓 名： 連愛慶 福建農林大學機電工程學院電氣工程系2015年 12月 20 日目錄 1.任務分析.選擇PWM控制系統的理由.采用轉速電流雙閉環的理由.直流PWM傳動系統結構圖.雙閉環調速系統的結構圖.調速系統起動過程的電流和轉速波形. H橋雙極式逆變器的工作原理. PWM調速系統的靜特性.2.主電路設計.給定基準電源. 雙

2、閉環調節器電路設計.2.2.1 電流調節器.2.2.2 轉速調節器. 控制電路的設計. 驅動電路設計.轉速及電流檢測電路.2.5.1 轉速檢測電路.2.5.2 電流檢測電路.3.調節器的參數整定.系統固有部分的主要參數計算.預先選定的參數.電流環的設計.速度環的設計.4.轉速及電流檢測環節.5.電路圖總體設計.6.心得及總結.參考文獻.一、題目：雙閉環可逆直流脈寬PWM調速系統設計二、設計目的1、對先修課程（電力拖動自動控制系統、電力電子學、自動控制原理等）的進一步理解與運用2、運用電力拖動自動控制系統的理論知識設計出可行的直流調速系統，通過建模、仿真驗證理論分析的正確性。也可以制作硬件電路。

3、3、同時能夠加強同學們對一些常用單元電路的設計、常用集成芯片的使用以及對電阻、電容等元件的選擇等的工程訓練。達到綜合提高學生工程設計與動手能力的目的。三、系統方案的確定自動控制系統的設計一般要經歷從“機械負載的調速性能（動、靜）電機參數主電路控制方案”（系統方案的確定）“系統設計仿真研究參數整定直到理論實現要求硬件設計制版、焊接、調試”等過程，其中系統方案的確定至關重要。為了發揮同學們的主觀能動作用，且避免方案及結果雷同，在選定系統方案時，規定外的其他參數有同學自己選定。1、主電路采用二極管不可控整流，逆變器采用帶續流二極管的功率開關管IGBT構成H型雙極式控制可逆PWM變換器；2、速度調節器

4、和電流調節器采用PI調節器；U*nm=U*im=Ucm=10V3、機械負載為反抗性恒轉矩負載,系統飛輪矩（含電機及傳動機構）GD2=；4、主電源：可以選擇單相交流380V供電；變壓器二次相電壓為52V；5、他勵直流電動機的參數：見習題集【4-19】（P96）=1000r/min，電樞回路總電阻R=2,電流過載倍數=2；6、PWM裝置的放大系數Ks=11；PWM裝置的延遲時間Ts=。四、設計任務a）總體方案的確定；b）主電路原理及波形分析、元件選擇、參數計算；c）系統原理圖、穩態結構圖、動態結構圖、主要硬件結構圖；d）控制電路設計、原理分析、主要元件、參數的選擇；e）調節器、PWM信號產生電路的

5、設計；f）檢測及反饋電路的設計與計算；五、課程設計報告的要求：1、不準相互抄襲或代做，一經查出，按不及格處理；2、報告字數：不少于8000字（含圖、公式、計算式等）。3、形式要求：必須按照福建農林大學本科生課程設計（工科）的規范化要求。4、必須畫出系統總圖，總圖不準徒手畫，電路圖應清潔、正確、規范。未進行具體設計的功能塊允許用框圖表示，且功能塊之間的連線允許用標號標注。六、參考資料1、電氣傳動控制系統設計指導 李榮生主編 機械工業出版社 2、新型電力電子變換技術 陳國呈 中國電力出版社3、電力拖動自動控制系統，上海工業大學 陳伯時 機械工業出版社4、電力電子技術 王兆安 黃俊主編 機械工業出版

6、社 雙閉環可逆直流脈寬PWM調速系統設計1.任務分析選擇PWM控制系統的理由脈寬調制器UPW采用美國硅通用公司（Silicon General）的第二代產品SG3525，這是一種性能優良，功能全、通用性強的單片集成PWM控制器。由于它簡單、可靠及使用方便靈活，大大簡化了脈寬調制器的設計及調試，故獲得廣泛使用。PWM系統在很多方面具有較大的優越性 ：1）PWM調速系統主電路線路簡單，需用的功率器件少。2）開關頻率高，電流容易連續，諧波少，電機損耗及發熱都較小。3）低速性能好，穩速精度高，調速范圍廣，可達到1：10000左右。4）如果可以與快速響應的電動機配合，則系統頻帶寬，動態響應快，動態抗擾能

7、力強。5）功率開關器件工作在開關狀態，導通損耗小，當開關頻率適當時，開關損耗也不大，因而裝置效率較高。 6）直流電源采用不可控整流時，電網功率因數比相控整流器高。 變頻調速很快為廣大電動機用戶所接受，成為了一種最受歡迎的調速方法，在一些中小容量的動態高性能系統中更是已經完全取代了其他調速方式。由此可見，變頻調速是非常值得自動化工作者去研究的。在變頻調速方式中，PWM調速方式尤為大家所重視，這是我們選取它作為研究對象的重要原因。 采用轉速電流雙閉環的理由同開環控制系統相比，閉環控制具有一系列優點。在反饋控制系統中，不管出于什么原因（外部擾動或系統內部變化），只要被控制量偏離規定值，就會產生相應的

8、控制作用去消除偏差。因此，它具有抑制干擾的能力，對元件特性變化不敏感，并能改善系統的響應特性。由于閉環系統的這些優點因此選用閉環系統。單閉環速度反饋調速系統，采用PI控制器時，可以保證系統穩態速度誤差為零。但是如果對系統的動態性能要求較高，如果要求快速起制動，突加負載動態速降小等，單閉環系統就難以滿足要求。這主要是因為在單閉環系統中不能完全按照要求來控制動態過程的電流或轉矩。另外，單閉環調速系統的動態抗干擾性較差，當電網電壓波動時，必須待轉速發生變化后，調節作用才能產生，因此動態誤差較大。在要求較高的調速系統中，一般有兩個基本要求：一是能夠快速啟動制動；二是能夠快速克服負載、電網等干擾。通過分

9、析發現，如果要求快速起動，必須使直流電動機在起動過程中輸出最大的恒定允許電磁轉矩，即最大的恒定允許電樞電流，當電樞電流保持最大允許值時，電動機以恒加速度升速至給定轉速，然后電樞電流立即降至負載電流值。如果要求快速克服電網的干擾，必須對電樞電流進行調節。以上兩點都涉及電樞電流的控制，所以自然考慮到將電樞電流也作為被控量，組成轉速、電流雙閉環調速系統。1. 3直流PWM傳動系統結構圖圖1-1系統構成原理直流PWM傳動系統結構圖直流PWM控制系統是直流脈寬調制式調速控制系統的簡稱，與晶閘管直流調速系統的區別在于用直流PWM變換器取代了晶閘管變流裝置，作為系統的功率驅動器，系統構成原理如圖1-1所示。

10、其中屬于脈寬調制調速系統主要由調制波發生器GM、脈寬調制器UPM、邏輯延時環節DLD和電力晶體管基極的驅動器GD和脈寬調制（PWM）變換器組成，最關鍵的部件為脈寬調制器UPM。雙閉環調速系統的結構圖直流雙閉環調速系統的結構圖如圖1-2所示，轉速調節器與電流調節器串極聯結，轉速調節器的輸出作為電流調節器的輸入，再用電流調節器的輸出去控制PWM裝置。其中脈寬調制變換器的作用是：用脈沖寬度調制的方法，把恒定的直流電源電壓調制成頻率一定、寬度可變的脈沖電壓序列，從而可以改變平均輸出電壓的大小，以調節電機轉速，達到設計要求。圖1-2 雙閉環調速系統的結構圖 調速系統起動過程的電流和轉速波形如圖1-3所示

11、，這時，啟動電流成方波形，而轉速是線性增長的。這是在最大電流（轉矩）受限的條件下調速系統所能得到的最快的起動過程。IdLntIdOIdmIdLntIdOIdmIdcrnn(a)(b)(a)帶電流截止負反饋的單閉環調速系統起動過程 (b)理想快速起動過程圖1-3 調速系統起動過程的電流和轉速波形 H橋雙極式逆變器的工作原理脈寬調制器的作用是：用脈沖寬度調制的方法，把恒定的直流電源電壓調制成頻率一定寬度可變的脈沖電壓序列，從而平均輸出電壓的大小，以調節電機轉速。H形雙極式逆變器電路如圖1-4所示。這時電動機M兩端電壓的極性隨開關器件驅動電壓的極性變化而變化。圖1-4 H形雙極式逆變器電路雙極式逆變

12、器的四個驅動電壓波形如圖1-5所示。圖1-5 H形雙極式逆變器的驅動電壓波形他們的關系是：。在一個開關周期內，當時，晶體管、飽和導通而、截止，這時。當時，、截止，但、不能立即導通，電樞電流經、續流，這時。在一個周期內正負相間，這是雙極式PWM變換器的特征，其電壓、電流波形如圖2所示。電動機的正反轉體現在驅動電壓正、負脈沖的寬窄上。當正脈沖較寬時，則的平均值為正，電動機正轉，當正脈沖較窄時，則反轉；如果正負脈沖相等，平均輸出電壓為零，則電動機停止。雙極式控制可逆PWM變換器的輸出平均電壓為如果定義占空比，電壓系數則在雙極式可逆變換器中 調速時，的可調范圍為01相應的。當時，為正，電動機正轉；當時

13、，為負，電動機反轉；當時，電動機停止。但電動機停止時電樞電壓并不等于零，而是正負脈寬相等的交變脈沖電壓，因而電流也是交變的。這個交變電流的平均值等于零，不產生平均轉矩，徒然增大電動機的損耗這是雙極式控制的缺點。但它也有好處，在電動機停止時仍然有高頻微震電流，從而消除了正、反向時靜摩擦死區。雙極式控制的橋式可逆PWM變換器有以下優點：1）電流一定連續。2）可使電動機在四象限運行。3）電動機停止時有微震電流，能消除靜摩擦死區。4）低速平穩性好，每個開關器件的驅動脈沖仍較寬，有利于保證器件的可靠導通。 PWM調速系統的靜特性由于采用了脈寬調制，電流波形都是連續的，因而機械特性關系式比較簡單，電壓平衡

14、方程如下 .按電壓平衡方程求一個周期內的平均值，即可導出機械特性方程式，電樞兩端在一個周期內的電壓都是，平均電流用表示，平均轉速，而電樞電感壓降的平均值在穩態時應為零。于是其平均值方程可以寫成則機械特性方程式綜上所述，目前，采用晶閘管整流供電的直流電動機調速系統已經成為直流調速系統的主要形式。但是晶閘管整流器也有它的缺點，主要表現在：1） 晶閘管一般是單向導電元件，不允許電流反向，這給電動機實現可逆運行造成困難2）對過電壓。過電流等十分敏感，只要一超過允許值都可能在很短的時間內損壞元件3）晶閘管的控制原理決定了只能滯后觸發，它對交流電源是一個感性負載，吸取滯后無功功率，因此功率因素很低，如果它

15、在電網中容量大，將造成“電力公害”4）晶閘管整流裝置的輸出電壓時脈動的，而且脈動數總是有限的。由于以上原因，選擇脈寬調制變換器進行改變電樞電壓直流調速系統，因為PWM調速系統在很多方面具有較大的優越性：1）PWM調速系統主電路線路簡單，需用的功率器件少2）開關頻率高，電流容易連續，諧波少，電機損耗及發熱都較小3）低速性能好，穩速精度高，調速范圍廣，可達1：10000左右4）如果可以與快速響應的電動機配合，則系統頻帶寬，動態響應快，動態抗擾能力強5）功率開關器件工作在開關狀態，導通損耗小，當開關頻率適當時，開關損耗也不大，因為裝置效率高。單閉環速度反饋調速系統，采用PI控制器時，可以保證系統穩態

16、速度誤差為0，但是如果對系統的動態性能要求較高，如果要求快速起制動，突加負載動態速降小等，單閉環系統就難以滿足要求。還有單閉環調速系統的動態抗干擾性較差，當電網電壓波動時，必須待轉速發生變化后，調節作用才產生，因此動態誤差大。在要求較高的調速系統中，一般有兩個基本要求：一是能夠快速啟動制動；二是能夠快速克服負載、電網等干擾。2.主電路設計H橋式可逆直流脈寬調速系統主電路的如圖2-1所示。PWM逆變器的直流電源由交流電網經不控的二極管整流器產生，并采用大電容濾波，以獲得恒定的直流電壓。由于直流電源靠二極管整流器供電，不可能回饋電能，電動機制動時只好對濾波電容充電，這時電容器兩端電壓升高稱作“泵升

17、電壓”。為了限制泵升電壓，用鎮流電阻Rz消耗掉這些能量，在泵升電壓達到允許值時接通VTz。圖2-1 H橋式直流脈寬調速系統主電路主要參數如下：=1200V =16A =100 給定基準電源此電路用于產生±15V電壓作為轉速給定電壓以及基準電壓，如圖2-2所示：圖2-2 給定基準電源電路 雙閉環調節器電路設計為了實現閉環控制，必須對被控量進行采樣，然后與給定值比較，決定調節器的輸出，反饋的關鍵是對被控量進行采樣與測量。2.2.1 電流調節器由于電流檢測中常常含有交流分量，為使其不影響調節器的輸入，需加低通濾波。此濾波環節傳遞函數可用一階慣性環節表示，由初始條件知濾波時間常數，以濾平電流

18、檢測信號為準。為了平衡反饋信號的延遲，在給定通道上加入同樣的給定濾波環節，使二者在時間上配合恰當。圖2-3 含給定濾波與反饋濾波的PI型電流調節器2.2.2 轉速調節器轉速反饋電路如圖2-4所示，由測速發電機得到的轉速反饋電壓含有換向紋波，因此也需要濾波，由初始條件知濾波時間常數。根據和電流環一樣的原理，在轉速給定通道上也加入相同時間常數的給定濾波環節。圖2-4 PI型電轉速調節器 控制電路的設計雙閉環控制電路的工作原理對雙閉環控制電路的穩態工作原理的分析，可根據系統的穩態結構框圖。分析穩態工作原理的關鍵是要了解PI調節器的穩態特征，一般存在兩種狀況：飽和-輸出達到限幅值；不飽和-輸出未達到飽

19、和狀態。當調節器飽和時，輸出為恒值，輸入值的變化不再影響輸出，除非有反向的輸入信號使調節器退出飽和，換句話說，飽和的調節器暫時隔斷了輸入與輸出間的聯系，相當于是該調節環開環；不飽和的調節器，PI的作用使輸入偏差電壓都為0。在實際的正常運行時，電流調節器是不會達到飽和狀態的，因此，只有轉速調節器飽和和不飽和兩種情況。當轉速調節器不飽和時，兩個調節器都不飽和，穩態時，它們的輸入偏差電壓都是0。而當轉速飽和時，ASR輸出達到限幅值，轉速環呈開環轉態，轉速的變化對系統不再產生作用，雙閉環系統相當于一個電流無靜差的單電流閉環調節系統。在穩態工作點上，轉速是由給定電壓決定的，ASR的輸出量是由負載電流決定

20、的，而控制電壓的大小則同時取決于轉速和負載電流。PI調節器的輸出量在動態過程中決定于輸入量的積分，到達穩態時，輸入為0，輸出的穩態值與輸入無關，而是由它后面環節的需要決定的。雙閉環調速系統的靜特性在負載電流小于Idm時表現為轉速無靜差，這時，轉速負反饋起主要調節作用。當負載電流達到Idm時，對應于轉速調節器的飽和輸出，這時，電流調節器起主要調節作用，系統表現為電流無靜差，得到過電流的自動保護。這樣的靜特性比帶電流截止負反饋的單閉環系統靜特性好。對其啟動過程的分析，由于在啟動過程中轉速調節器ASR經歷了不飽和、飽和、退保和三種情況，整個動態過程就分成I、II、III三個階段。第一個階段是電流上升

21、階段。突加給定電壓U后，經過兩個調節器的跟隨作用，Uc、Ud0、Id都跟著上升，但是在Id沒有達到負載電流Idl以前，電動機還不能轉動。當Id=Idl，電動機開始啟動。由于機電慣性的作用，轉速不會很快增長，因而轉速調節器ASR的輸入偏差電壓的數值仍較大，其輸出電壓保持限幅值強迫電樞電流Id迅速上升。直到Id=Idm，Ui=Uim，電流調節器很快就壓制了Id的增長，標志著這一階段的結束，在這一階段中，ASR 很快就進入并保持飽和狀態，而ACR一般不飽和；第二個階段是恒流上升階段，是起動過程中的主要階段。在這個階段中，ASR始終是飽和的，轉速環相當于開環，系統成為在恒值電流給的那個Uim下的電流調

22、節系統，基本上保持電流Id恒定，因而系統的加速度恒定，轉速呈線性增長，與此同時，電動機的反電動勢E也按線性增長，對電流調節系統來說，E是一個線性漸增的擾動量。為了克服這個擾動，Udo和Uc也必須基本上按線性增長，才能保持Id恒定。當ACR采用PI調節器時，要使其輸出量按線性增長，其輸入偏差電壓必須維持一定的恒值，也就是說，Id應略低于Idm，此外還應指出，為了保證電流環的這種調節作用，在起動過程中ACR不應飽和，電力電子裝置UPE的最大輸出電壓也需留有余地，這些都是設計時必須注意的。第三階段是轉速調節階段。當轉速上升到給定值時，轉速調節器ASR的輸入偏差減小到零，但其輸出卻由于積分作用還維持在

23、限幅值Uim，所以電動機仍在加速，使轉速超調。轉速超調后，ASR輸入偏差電壓變負，使它開始退出飽和狀態，Ui和Id很快下降。但是，只要Id仍大于負載電流Idl，轉速就繼續上升。直到Id=Idl時，轉矩Te=Tl，則轉速n才能到達峰值，此后，電動機開始在負載的阻力下減速，與此相應，如果調節器參數整定的不夠好，也會有一段振蕩過程。在最后的轉速調節階段內，ASR和ACR都不飽和，ASR起主導的轉速調節作用，而ACR則使Id盡快跟隨其給定值，或者說，電流內環是一個電流隨動子系統。綜上所述，雙閉環直流調速系統的起動過程有以下三個特點：對其動態抗擾性能的分析，動態原理圖框圖對于調速系統，最重要的動態性能是

24、抗擾性能。主要是抗負載擾動和抗電網電壓擾動的性能。從動態性能上看，由于擾動作用點不同，存在著能否及時調節的差別。負載擾動能夠比較快的反應到被調量n上，從而得到調節，而電網電壓擾動的作用被調量稍遠，由于增設了電流內環，電壓波動可以通過電流反饋得到及時的調節，不必等它影響到轉速以后才能反饋回來，抗擾性能大有改善。 驅動電路設計驅動電路中V5起保護作用，避免EXB841的6腳承受過電壓，通過VD1檢測是否過電流，接VZ3的目的是為了改變EXB模塊過流保護起控點，以降低過高的保護閥值從而解決過流保護閥值太高的問題。R1和C1及VZ4接在+20V電源上保證穩定的電壓。VZ1和VZ2避免柵極和射極出現過電

25、壓，Rge是防止IGBT誤導通。針對EXB841存在保護盲區的問題，可將EXB841的6腳的超快速恢復二極管VDI換為導通壓降大一點的超快速恢復二極管或反向串聯一個穩壓二極管，也可采取對每個脈沖限制最小脈寬使其大于盲區時間，避免IGBT過窄脈寬下的低輸出大功耗狀態。針對EXB841軟關斷保護不可靠的問題，可以在EXB841的5腳和4腳間接一個可變電阻，4腳和地之間接一個電容，都是用來調節關斷時間，保證軟關斷的可靠性。針對負偏壓不足的問題，可以考慮提高負偏壓。一般采用的負偏壓是-5V，可以采用-8V的負偏壓(當然負偏壓的選擇受到IGBT柵射極之間反向最大耐壓的限制)，輸人信號被接到15腳，EXB

26、841正常工作驅動IGBT.轉速及電流檢測電路2.5.1 轉速檢測電路轉速檢測電路如圖2-5所示。與電動機同軸安裝一臺測速發電機，從而引出與被調量轉速成正比的負反饋電壓，與給定電壓相比較后，得到轉速偏差電壓輸送給轉速調節器。測速發電機的輸出電壓不僅表示轉速的大小，還包含轉速的方向，測速電路如圖15所示，通過調節電位器即可改變轉速反饋系數。圖2-5 轉速檢測電路2.5.2 電流檢測電路通過霍爾傳感器測量電流的電流檢測電路原理如圖2-6所示。圖2-6 閉環霍爾電流傳感器的工作原理霍爾電流傳感器的結構如圖所示。用一環形導磁材料作成磁芯，套在被測電流流過的導線上，將導線中電流感生的磁場聚集起來，在磁芯

27、上開一氣隙，內置一個霍爾線性器件，器件通電后，便可由它的霍爾輸出電壓得到導線中流通的電流。閉環霍爾電流傳感器主要有以下特點： 1）可以同時測量任意波形電流，如：直流、交流、脈沖電流； 2）副邊測量電流與原邊被測電流之間完全電氣隔離，絕緣電壓一般為2kV12kV； 3）電流測量范圍寬，可測量額定1mA50kA電流； 4）跟蹤速度di/dt>50A/s； 5）線性度優于IN； 6）響應時間<1s； 7）頻率響應0100kHz。3.調節器的參數整定本設計為雙閉環直流調速系統主要元件/參數的選擇1.他勵直流電動機的參數：Pnom=3kw，Unom=48V，Inom=，n=500r/min，

28、電樞電阻Ra=，電樞回路總電阻R=8。電樞回路電磁時間常數Tl=5ms，機電時間常數Tm=200ms,電源電壓Us=60V,給定值和ASR 、ACR的輸出限幅值均為10V，電流反饋系數,GD2=60N*M22.技術指標和要求電動機能夠實現可逆運行。要求穩態無靜差。動態過渡過程時間ts=,電流超調量5%，空載起動到額定轉速時的轉速超調量10%設ASR和ACR均采用PI調節器，ASR的輸出限幅Uim*=-8V，ACR的輸出限幅Ucm=8V，最大給定電壓Unm*=10V。技術指標和要求：要求穩態無誤差，電流超調量<=5%，空載啟動到額定轉速時的轉速超調量<=10%。系統固有部分的主要參數

29、計算1）脈寬調制器和PWM變換器的滯后時間常數Tpwm與傳遞函數的計算。 =60/8= =2）電動機的電磁常量 =（*）/500=·min/r3） 電動機的轉矩常量 Cm=*=·min/r4） 電動機的機電時間常數 =預先選定的參數1）調節器輸入回路電阻Ro調節器的輸入電阻均取相同的數值，取Ro=30k2） 電流反饋系數設最大允許電流Idm=，則Idm=*= =8/=A3）速度反饋系數=8/200=·min/r4）電流濾波時間Toi和轉速濾波時間Ton由于電流檢測信號和轉速檢測信號中含有諧波分量，而這些諧波分量會使系統產生振蕩，所以需加反饋濾波環節。濾波環節可以抑

30、制反饋信號中的諧波分量，但同時也給反饋信號帶來慣性的影響，為了平衡這一慣性的影響，在調節器給定輸入端也加入一個同樣參數的給定濾波環節。對濾波時間常數，若取得過小，則濾不掉信號中的諧波，影響系統的穩定性。但若取得過大，會使過渡過程增加，降低系統的快速性。取值 Toi= Ton=電流環的設計（1）確定時間常數1）脈寬調制器和PWM變換器的滯后時間常數TPWM與傳遞函數的計算。 對于T型PWM電路，開關管應承受2Us的電壓，故選晶體管的BVceo=120V，為此選用D202電力晶體管作開關管。已知Tce=s，tr=s,tf=s，最佳開關頻率為開關頻率f選為，此開關頻率已能滿足電流連續的要求。于是開關

31、周期。脈寬調制器和PWM變換器的放大系數為于是可得脈寬調制器和PWM變換器的傳遞函數為2）電流濾波時間常數Toi取3）電流環小時間常數（2）選擇電流調節器結構根據設計要求，而且，因此可按典型型系統設計。電流調節器選用PI型，其傳遞函數為（3）選擇電流調節器參數要求時，應取，因此于是（4）校驗近似條件1） 要求，現2） 要求，現3） 要求，現 可見均滿足要求（5）計算ACR的電阻和電容 取R0=50k，則Ri=KiR0=×50k=174k，取Ri=200k。 = 取F 取F按照上述參數，電流環可以達到的動態指標為，故滿足設計要求。 速度環的設計（1）確定時間常數1）電流環等效時間常數2

32、=2）取轉速濾波時間常數=3）=2+=（2）ASR結構設計根據穩態無靜差及其它動態指標要求，按典型型系統設計轉速環，ASR選用PI調節器，其傳遞函數為（3）選擇ASR參數取h=5，則=5×=則=（4）校驗近似條件1） 要求，則2） 要求，現可見均能滿足要求。（5）計算ASR電阻和電容取=25，則取=340 取 取（6）校驗轉速超調量當h=5時，=%，而，因此可見轉速超調量滿足要求。（7）校驗過渡過程時間空載起動到額定轉速的過渡過程時間可見能滿足設計要求。4.轉速及電流檢測環節1） 轉速檢測環節轉速檢測電路如圖所示。與電動機同軸安裝一臺測速發電機，從而引出與被調量轉速成正比的負反饋電壓Un，與給定電壓Un*相比較后，得到轉速偏差輸送給轉速調節器。測速發電機的輸出電壓不僅表示轉速的大小，還包含轉速的方向，調節電位器即可改變轉速反饋系數。2） 電流檢測環節電流反饋環的輸入信號是主電路的電流量，經變化后獲得輸出為直流電壓的反饋量Ui，根據電流反饋環節的組成，常用的電流反饋方式和檢測元件為霍爾效應電流變換器。霍爾變換器的線性度好、無慣性、裝置簡單，但是輸出電壓一般為mV級，使用時須附加電壓放大器。由此可見，系統對于電流反饋環節的基本要求是：電流反饋信號Ui要保證10V左右。Ui信號大小取決于轉速調節器ASR輸出限幅值Uim*的整定，即Ui=Uim*=Idm=In。