1、LLC諧振半橋的主電路設計指導近年來，LLC諧振半橋因為成本低、效率高而且結構簡單，獲得了電源工程師的廣泛認可，從而迅速在中低功率（100W-2000W）范圍內得到了廣泛應用。關于LLC諧振半橋的理論分析，各類論文已經介紹的比較詳細，因此在這里不再贅述，僅僅把主電路參數的設計過程，以及設計中用到的主要公式分列如下。1、 所需的初始設計條件 LLC變換器僅適用于輸入電壓波動范圍比較窄的高壓直流輸入場合，因此前級一般有PFC級，且LLC電路不適合用于需要長保持時間的場合。設計時，所需的初始限定條件主要是：1、 輸入額定直流電壓、最低工作直流電壓、最高直流輸入電壓；2、 額定輸出電壓、額定輸出電流；

2、3、 預期的諧振頻率；4、 輸出線路壓降（含二極管壓降、PCB走線以及電纜壓降）；5、 K值（K值的大小將影響到工作頻率范圍，并對效率略有影響。一般取4-7之間）；6、 變壓器磁芯截面積與工作磁感應強度，變壓器原邊匝數，副邊匝數;二、設計計算過程1、 計算變比一般來說，為了使電源達到比較高的變換效率，我們會把滿載工作點設置在諧振頻率位置，或略有輕微調整。根據LLC變換器的原理，在諧振頻率處，電源的傳輸比=1。因此，據此計算出2、 計算額定負載電阻，以及折射到原邊的負載電阻，3、 計算最高輸入電壓和最低輸入電壓時的增益 ， 4、 計算臨界Q值，一般在計算值的基礎上取0.900.95倍的裕量，以保

3、證不進入ZCS區。一般取5、 計算最低工作頻率和最高工作頻率，分別對應低壓輸入和高壓輸入 ，6、 計算諧振電感感量Lr，以及諧振電容Cr，和主變壓器原邊感量Lm ，。計算時需要注意，諧振電容Cr的容量是一個標準序列，一般有：8.2nF、12nF、15nF、22nF、33nF、39nF、47nF，而Lr、Lm是可定制的。因此我們一般會通過微調諧振頻率和K值，得到一個精準的Cr，以避免非標準序列的Cr帶來的不必要的麻煩。7、 計算諧振電感的電流峰值Im8、 計算額定輸入電壓、滿載輸出條件下的原邊繞組電流有效值，和原邊繞組電流峰值，以及每個開關管的電流有效值 ，9、 計算副邊每個繞組的電流有效值，1

4、0、 計算副邊整流管的應力平臺電壓，與二極管電流平均值 ，11、 計算諧振電容電壓有效值、電流有效值最高輸入電壓，滿載條件下，諧振電容電壓有效值為：， 電流有效值12、 計算輸出濾波電容上的紋波電流有效值 13、 一般取實際匝比略大于計算值，使半載以上工作在f<fr。可以取實際匝比為： 14、 計算原邊匝數最小值，從而選定副邊匝數。一般需要微調Np的值，以便使Ns接近整數，使得原副邊匝比最接近理論計算值。 ，三、設計注意事項1、 關于K值的選擇K值，即變壓器勵磁電感Lm與諧振電感Lr的比值，直接決定了從輕載到滿載的頻率變化比值，即。K值越大，頻率變化范圍越大，但是勵磁電流峰值將降低，從而

5、減少了滿載下勵磁電流在開關管上形成的導通損耗。但是，頻率變化范圍太寬的話，也將導致反饋環穩定性設計難度增大。因此一般來說，取K值在4到7之間，這樣的話可以均衡穩定性與效率。也有人介紹取K值在2.58之間，但是K值大于7以后，實際上對滿載效率的影響已經微乎其微了，因此建議K值不大于7，以便降低調試工作量。2、 關于磁集成LLC變壓器和諧振電感可以采用磁集成的方式來降低成本，并減小體積。但是，磁集成方式下，變壓器的溫升一般明顯升高，測試的時候需要注意檢驗是否滿足溫度降額。另外，磁集成方式下，根據經驗，當變壓器距離金屬機箱壁太近的話（小于5mm），將會在機箱壁上形成明顯的渦流，導致額外的發熱，鐵或鋼

6、質機箱尤為明顯。根據經驗，曾經在400W電源上測到過損耗增大5W。分立的主變和諧振電感則無該現象。3、 關于Bmax值的取值范圍一般來說，對于自然冷，取Bmax小一些，建議不超過0.22。而對于風冷電源，由于磁芯散熱條件得到改善，可以取Bmax略大一些，建議不超過0.28。4、 關于成本分析與拓撲選型在大約100W以下的范圍內，由于反激變換器的成本更低，因此一般不考慮采用LLC變換器。在大約100W-500W的范圍內，各種變換器的相對成本依次是：反激變換器 < LLC變換器 < 單管整機RCD < 而雙管正激，一般建議用LLC。在500W-1500W范圍內，屬于LLC、雙管正

7、激、半橋、全橋、移相全橋的重疊范圍，LLC和移相全橋具有最高的效率，兩者都是可選的。但是由于移相全橋的輸出紋波電流比較小，因此在低壓大電流場合可能更合適一些。且移相全橋屬于定頻控制，環路穩定性的調試難度較低。而LLC在這種場合下由于輸出紋波固定等于總輸出電流的48%，輸出電容選型會難度大一些。對于更大的功率，一般可以考慮采用移相全橋或三電平等其他拓撲，在此不作贅述。附錄一、計算案例：AS0600-12產品1、技術要求輸入電壓： 330V-420Vdc，額定值390Vdc輸出電壓： 12Vdc線路壓降： 0.3V線路壓降，及0.4V遠端補償最大輸出功率： 600W效率： 0.962、具體器件計算

8、開關頻率確定：在減小模塊體積的前提下，開關頻率應該盡可能提高，但考慮EMC及開關損耗，諧振頻率取90kHz，開關頻率接近諧振頻率。2.1主變壓器與諧振參數計算1、根據經驗，初步選取PQ3230磁芯骨架，截面積0.000163m2，體積為10.2cm3。2、根據經驗，取B = 0.28特斯拉計算實際變比 考慮到占空比的損失，根據經驗估算實際變比為理論變比的96% 實際變比n = 15.85/0.975 = 16.26計算原邊最低匝數，取16匝。計算額定輸入電壓、滿載、最低工作頻率下的B為：，基本可以接受。因此，取原邊匝數為16匝，副邊匝數為1匝。計算原邊線徑根據前表計算結果，原邊電流有效值為：3

9、.9A，取電流密度為5A/mm2，計算繞組截面積為：Sp = 3.9/5 = 0.78mm2，取0.33mm三層絕緣線9根并聯,截面積為0.77mm2，實際電流密度為5A/mm2。由于原邊采用三層絕緣線，因此整個變壓器不加檔帶。計算副邊線徑副邊繞組電流有效值39.3A，取電流密度4A/mm2，計算繞組截面積為：Ss = 39.3/4 = 9.8mm2，每個繞組可以采用10*0.4的銅帶2根并聯，截面積8mm2，電流密度4.91A/mm2。變壓器設計參數：磁芯：PQ3230匝比：16：1Lm ：165uH±5%，Lr 30uH線徑為：原邊用0.21*12多股線2根，副邊每個繞組用0.4

10、mm*10mm銅帶兩根并聯。變壓器損耗計算天通TP4A材質磁芯，在100/100K/200m特斯拉的情況下，損耗為0.41W/cm3，PQ3225磁芯體積為：10.2cm3，因此本設計中變壓器的磁損為：。主變原邊繞組的長度約為：96cm，截面積0.82mm2，阻值為：22 m，損耗為：。主變副邊每個繞組的長度約為：10cm，阻值約為：0.21m，損耗為：。因此主變壓器總損耗約為：。由于副邊繞組直接用銅皮引出，電流密度較小，且引出端距離同步整流管距離非常近，因此初步計算時估算引出端損耗為0。諧振電感計算。磁芯：ER28，Ae = 0.000082mm2，取Lr=30uH±5%，Bmax

11、=0.2特斯拉匝數：諧振電感與變壓器原邊繞組串聯，因此電感電流等于變壓器原邊繞組電流。變壓器原邊繞組電流有效值3.9A，峰值約5.5A，計算匝數為：，取14匝。注意避開中柱氣隙，否則繞組渦流損耗很大。線徑：0.21*20多股線1根，要求繞組兩端各2mm檔帶。諧振電感損耗計算PC40材質磁芯，在100/100K/20m特斯拉的情況下，損耗為0.42W/cm3，ER28磁芯體積為：2.08cm3，因此本設計中諧振電感的磁損為：。諧振電感繞組長度約為：100cm，阻值為：20m，損耗為：。因此諧振電感總損耗約為：。諧振電容選型諧振電容選用1000V-0.022uF-±5%-雙面金屬化聚丙烯

12、膜電容，2PCS并聯。 2.2主要器件和損耗計算1、MOS管計算MOS管承受的最高電壓即為輸入最高電壓430V，因此選擇耐壓為600V的MOS管。MOS流過的額定電流有效值為：，考慮到MOS管高溫電流降額和導通電阻、成本等綜合因素，選擇SIHG30N60E，耐壓600V，電流30A，導通電阻Ron=0.125。MOSFET功率管的損耗由通態損耗、開通損耗和關斷損耗三部分構成。通態損耗為：功率管的開通損耗為0，估計關斷電流預計不超過原邊MOS峰值電流的60%，估計關斷過程時間為75nS，計算關斷損耗為：因此功率管的損耗為：如果關斷時間下降為50nS，則功率管的損耗下降1.5W，總損耗6.3W。2

13、、輸出整流管12V主路輸出電流為50A，每個二極管上的平均電流有效值電流39.3A，承受的反壓為2Vo =24V，兩側的輸出同步整流管分別采用BSC027N04LS G（規格為：40V-2.7m歐-100A）3PCS并聯，則每側的同步整流管損耗為Psmos =39.3×39.3×0.0027×1.8/3 2.5W，雙側同步整流管損耗共5W。3、輸出電容值選擇16V耐壓的電容，電容紋波有效值為24A，選用16V/2200uF/ZLH系列電容2PCS，規格為：16V-2200uF-2.48A-17m-25，和16V470uF固體鋁電解電容6PCS，規格為。滿足紋波電流

14、降額要求和輸出紋波電壓要求。紋波電流引起的損耗為：24×24×1 0.56W。4、 磁棒濾波電感磁棒濾波電感采用1.4mm的銅線2根繞5匝，繞線長度為：18cm，截面積為3mm2，阻值約：單個磁棒電感的電阻為1m歐，采用2PCS相同的磁棒電感并聯，銅損約為：50×50×1×1.25/21.56W。5、 分流器分流器阻值2.5m歐、3PCS并聯，損耗約：2.5*50*50/32.08W。6、死負載預計死負載0.5W。7、 熱插拔MOS熱插拔MOS采用4PCS（規格為：30V-2m歐-100A）并聯，計算損耗為：50×50×2×1.8/ 42.25W。8、 DC/DC電路的總損耗計算由