1、功率開關管功耗的計算 1) 開關管導通時的功耗測試 開通時間Ton(uS) 4.955 (時間測量以電壓波形為基準) 開通時電流的最小值Ion-min(A) 0.222 開通時電流的最大值Ion-max(A) 0.644 規格書上的導通電阻Ron-resistance(homn) 3 2) 開關管由開通到關斷的功耗測試 由開通到關斷的時間Toff-rise(nS) 100 (測量電壓波形的上升時間,單位ns) 由開通到關斷電壓的最大值Voff-max(V) 288 由開通到關斷電流的最大值Ioff-max(A) 0.637 3) 開關管由關斷到導通時的功耗測試 由關斷到導通的時間Ton-fal

2、l(nS) 47 (測量電壓波形的下降時間,單位ns) 由關斷到導通電壓的最大值Von-max(V) 198 由關斷到導通電流的最大值Ion-max(A) 0.491 4) 周期時間的測量 開關周期時間Tperiod(uS) 11.6762 開關管的開關損耗Pswitch(W) 0.327087666 開關管的導通損耗Pon-resistance(W) 0.477385448 開關管的總功耗Ploss(W) 0.804473114 5) 溫度降額的計算 結點到表面的熱阻Rjc(/W) 10 開關管的最高工作溫度Tmax-spec() 150 高溫測得的開關管表面溫度Tmax() 81.8 89

3、.8 開關管的實際溫度降額() 59.9 計算公式: Ploss=Pswitch+Pon-resistance Pswitch=(1/6*Voff-max*Ioff-max*Toff-rise+1/6*Von-max*Ion-max*Ton-fall)/Tperiod Pon-resistance=(0.5*(Ion-min+Ion-max)2*Ton/Tperiod 降額()=(Tmax+Rjc*Ploss)/Tmax-spec*1003842電路的保護-個人經驗（原創）3842電路的保護 用UC3842做的開關電源的典型電路見圖1。過載和短路保護，一般是通過在開關管的源極串一個電阻（R4）

4、，把電流信號送到3842的第3腳來實現保護。當電源過載時，3842保護動作，使占空比減小，輸出電壓降低，3842的供電電壓Vaux也跟著降低，當低到3842不能工作時，整個電路關閉，然后靠R1、R2開始下一次啟動過程。這被稱為“打嗝”式（hiccup）保護。在這種保護狀態下，電源只工作幾個開關周期，然后進入很長時間（幾百ms到幾s）的啟動過程，平均功率很低，即使長時間輸出短路也不會導致電源的損壞。由于漏感等原因，有的開關電源在每個開關周期有很大的開關尖峰，即使在占空比很小時，輔助電壓Vaux也不能降到足夠低，所以一般在輔助電源的整流二極管上串一個電阻（R3），它和C1形成RC濾波，濾掉開通瞬間

5、的尖峰。仔細調整這個電阻的數值，一般都可以達到滿意的保護。使用這個電路，必須注意選取比較低的輔助電壓Vaux，對3842一般為1315V，使電路容易保護。 圖1是使用最廣泛的電路，然而它的保護電路仍有幾個問題： 1. 在批量生產時，由于元器件的差異，總會有一些電源不能很好保護，這時需要個別調整R3的數值，給生產造成麻煩； 2. 在輸出電壓較低時，如3.3V、5V，由于輸出電流大，過載時輸出電壓下降不大，也很難調整R3到一個理想的數值； 3. 在正激應用時，輔助電壓Vaux雖然也跟隨輸出變化，但跟輸入電壓HV的關系更大，也很難調整R3到一個理想的數值。 這時如果采用輔助電路來實現保護關斷，會達到

6、更好的效果。輔助關斷電路的實現原理：在過載或短路時，輸出電壓降低，電壓反饋的光耦不再導通，輔助關斷電路當檢測到光耦不再導通時，延遲一段時間就動作，關閉電源。圖2、3、4是常見的電路。圖2采取拉低第1腳的方法關閉電源。圖3采用斷開振蕩回路的方法。圖4采取抬高第2腳，進而使第1腳降低的方法。在這3個電路里R3電阻即使不要，仍能很好保護。注意電路中C4的作用，電源正常啟動，光耦是不通的，因此靠C4來使保護電路延遲一段時間動作。在過載或短路保護時，它也起延時保護的左右。在燈泡、馬達等啟動電流大的場合，C4的取值也要大一點。    DC/DC變換器的PWM控制技術轉載人：Power

7、App   發布時間：2003年10月20日 內容:DC/DC變換器廣泛應用于便攜裝置（如筆記本計算機、蜂窩電話、尋呼機、PDA等）中。它有兩種類型，即線性變換器和開關變換器。開關變換器因具有效率高、靈活的正負極性和升降壓方式的特點，而備受人們的青睞。     開關穩壓器利用無源磁性元件和電容電路元件的能量存儲特性，從輸入電壓源獲取分離的能量，暫時地把能量以磁場形式存儲在電感器中，或以電場形式存儲在電容器中，然后將能量轉換到負載，實現DC/DC變換。     實現能量從源到負載的變換需要復雜的控制技術。現

8、在，大多數采用PWM（脈沖寬度調制）技術。從輸入電源提取的能量隨脈寬變化，在一固定周期內保持平均能量轉換。PWM的占空因數（）是“on”時間（ton，從電源提取能量的時間）與總開關周期（T）之比。對于開關穩壓器，其穩定的輸出電壓正比于PWM占空因數，而且控制環路利用“大信號”占空因數做為對電源開關的控制信號。     開關頻率和儲能元件      DC/DC變換器中，功率開關和儲能元件的物理尺寸直接受工作頻率影響。磁性元件所耦合的功率是：P（L）=1/2（LI2f）。隨著頻率的提高，為保持恒定的功率所要求的電感相應

9、地減小。由于電感與磁性材料的面積和線匝數有關，所以可以減小電感器的物理尺寸。     電容元件所耦合的功率是：P(c)=1/2(CV2f)，所以儲能電容器可實現類似的尺寸減小。元件尺寸的減小對于電源設計人員和系統設計人員來說都是非常重要的，可使得開關電源占用較小的體積和印刷電路板面積。     開關變換器拓撲結構     開關變換器的拓撲結構系指能用于轉換、控制和調節輸入電壓的功率開關元件和儲能元件的不同配置。很多不同的開關穩壓器拓撲結構可分為兩種基本類型：非隔離型（在工作期

10、間輸入源和輸出負載共用一個共同的電流通路）和隔離型（能量轉換是用一個相互耦合磁性元件（變壓器）來實現的，而且從源到負載的耦合是借助于磁通而不是共同的電器）。變換器拓撲結構是根據系統造價、性能指標和輸入線/輸出負載特性諸因素選定的。     非隔離開關變換器     有四種基本非隔離開關穩壓器拓撲結構用于DC/DC變換器。     1. 降壓變換器 降壓變換器將一輸入電壓變換成一較低的穩定輸出電壓。輸出電壓（Vout）和輸入電壓（Vin）的關系為： Vout/Vin=（占空因數

11、）Vin>Vout     2. 升壓變換器     升壓變換器將一輸入電壓變換成一較高的穩定輸出電壓。輸出電壓和輸入電壓的關系為：     Vout/Vin=1/（1-）Vin     3. 逆向變換器     逆向變換器將一輸入電壓變換成一較低反相輸出電壓。輸出電壓與輸入電壓的關系為：     Vout/Vin=-/（1-）Vin>|Vout

12、|     4.Cuk變換器     Cuk(“丘克”)變換器將一輸入電壓變換成一穩定反相較低值或較高值輸出電壓（電壓值取決于占空因數）。輸出電壓輸入電壓的關系為：     Vout/Vin=-/（1-）|Vin|>|Vout|，<0.5|Vin|<|Vout|，>0.5     隔離開關變換器     有很多隔離開關變換器拓撲結構，但其中三種比較通用，它們是：逆向變換器、

13、正向變換器、推挽變換器。在這些電路中，從輸入電源到負載的能量轉換是通過一個變壓器或其他磁通耦合磁性元件實現的。     1. 逆向隔離變換器     逆向隔離變換器將一輸入電壓變換成一穩定的取決于變壓器匝數比的較低值或較高值輸出電壓。輸出電壓與輸入電壓的關系式為：     Vout/Vin=（1/N）（/（1-）Vin>Vout或Vin     式中N為變壓器匝數比。     2. 正向隔離

14、變換器     正向隔離變換器將一輸入電壓變換成一穩定的取決于變壓器匝數比的較低值或較高值輸出電壓。輸出電壓和輸入電壓關系為： Vout/Vin=（1/N）Vin>Vout或Vin     3. 推挽隔離變換器     推挽隔離變換器將一輸入電壓變換成一穩定較低值輸出電壓。它們的關系為：     Vout/Vin=（2/N）Vin>Vout     PWM控制技術  

15、0;  控制開關DC/DC變換器的反饋回路和穩壓特性有兩種方法：電壓模式控制和電流模式控制。在電壓模式控制中，變換器的占空因數正比于實際輸出電壓與理想輸出電壓之間的誤差差值；在電流模式控制中，占空因數正比于額定輸出電壓與變換器控制電流函數之間的誤差差值。控制電流可以是非隔離拓撲結構中的開關電流或隔離拓撲結構中的變壓器初級電流。 電壓模式控制只響應（調節變換器的占空因數）輸出（負載）電壓的變化。這意味著變換器為了響應負載電流或輸入線電壓的變化，它必須“等待”負載電壓（負載調整）的相應變化。這種等待/延遲會影響變換器的穩壓特性，通常“等待”是一個或多個開關周期。負載或輸入電壓擾

16、動會產生相應（盡管不一定成比例）的輸出電壓干擾。     在此電路中，A1是環路誤差放大器，A2是PWM比較器，A3是輸出驅動器（與功率開關的接口）。斜波振蕩器提供輸出電壓VOSC，VOSC在變換器開關周期ts期間從OV到某最大值（對應于最大占空因數）呈線性斜波。誤差放大器對精密溫度補償基準（VREF）和變換器輸出電壓分量Vout（R2/（R1+R2）之間的差值進行比較。A1的輸出VE正比于基準電壓和Vout之間的差值。假若輸出電壓為零，則A1的輸出為其最大值，此最大值與振蕩器輸出斜波最大值相同。當在PWM比較器A2的輸入存在這種條件時，則A2的輸出電壓

17、在變換器整個開關周期中保持在最大值。所以，當Vout為最小值時，占空因數是在其最大值。     假若實際的輸出電壓超過Vout的調整范圍，則A1的輸出將為（或接近）零。在這種條件下，A2的輸出在整個開關周期期間將保持在其最小值。輸出電壓和變換器占空因數之間的反比關系（即輸出電壓太低會產生最大占空因數，輸出電壓太高會產生最小占空因數）為變換器的控制環路提供穩定的反饋機構。 假若能有一種機械使PWM控制可以在單個變換周期內響應負載電流的變化，則“等待”問題和與電壓模式控制有關的相應負載調整補償可以消除。用電流模式控制做到這點是可能的。   

18、;  電流模式控制把變換器分成兩條控制環路電流控制通過內部控制環路而電壓控制通過外部控制環路。其結果在逐個開關脈沖上不僅僅可以響應負載電壓的變化而且也可響應電流的變化。     上圖示出一個典型的電流模式PWM控制電路。在此電路中，A1是電壓環路誤差放大器，A2是PWM比較器，A3是輸出驅動器（與功率開關的接口）。振蕩器以開關頻率fs提供窄同步脈沖。它把PWM鎖存（G1）的輸出（Q）置于邏輯高態并表示另一變換周期的開始。     和電壓模式控制的情況一樣，誤差放大器A1對精密溫度補償基準（VREF）和變換器輸出電壓分量V