1、 桂林電子科技大學畢業設計（論文）報告用紙 第II 頁 共II頁目 錄引言11緒 論21.1課題背景21.2開關電源的發展和趨勢31.3DC/DC轉換器41.4DC/DC轉換器的發展趨勢41.5課題研究的目的及意義51.6課題結構安排52方案設計62.1設計要求62.2方案確定63系統設計原理介紹83.1DC/DC轉換器升壓原理83.1.1 連續工作模式93.1.2 非連續工作模式113.2PWM調制方式123.3軟啟動的實現方法154硬件電路174.1硬件電路所使用芯片簡介174.1.1 DC/DC轉換芯片MC34063174.1.2 單片機AT89S52204.1.3 ADC0809224

2、.2硬件電路設計254.2.1 DC/DC升壓穩壓電路模塊254.2.2 數據采集模塊264.2.3 數據處理模塊274.2.4 供電選擇模塊274.2.5 電壓顯示模塊285系統軟件設計306硬件制作及調試326.1系統PCB板的設計326.1.1 確定PCB的大小326.1.2 布局326.1.3 布線326.2硬件調試336.2.1 檢測元器件336.2.2 檢測各個引腳信號347結論35謝 辭36參考文獻37附 錄38 桂林電子科技大學畢業設計（論文）報告用紙 第43 頁 共43頁引言近年來隨著汽車工業的發展和人們生活水平的提高，越來越多的汽車走進了千家萬戶，汽車已經成為人們日常生活中

3、的一部分。但是由于汽車本身的特點所限，國家有關汽車前照燈配光性能標準中，對燈光亮度指標允許在一個非常大的范圍內變化，不同類型、不同功率的大燈亮度指標相差很大，再加上供電電壓有一定的允許變化范圍，造成標準內不同大燈實際亮度差異很大。隨著汽車電子行業的興起，對汽車大燈增亮方案的研究也逐漸增多，主要包含以下幾種：(1)增加大燈功率，這種辦法花費較低，但是效果有限，反而引起線路的電壓損耗相應增加，埋下事故隱患；(2)使用增光線，增光線是指在大燈與電瓶之間引入兩條可由繼電器控制通斷的較粗的電線，通過降低線路的電壓損失，這種方法只對線路老化的汽車較為明顯，但同時會使大燈亮度隨發動機的波動而變化，縮短大燈壽

4、命；(3)改裝H I D氣體放電燈，HID氣體放電燈亮度高色溫高，壽命長，能耗低，但是價格太高，安裝不易。本文設計的增亮器基于開關電源技術，通過內置的高效 高性能電源組件對汽車發電組件的不穩定電源(10V-15V)升壓、穩定處理，為汽車前照燈單獨提供恒定的最佳工作電壓14.5 V，這個電壓符合國際標準(ISO 3559-1976道路車輛一機動車輛及其掛車裝用燈具的工作電壓)，汽車大燈工作在此電壓時發光效率最高，色溫接近日光，同時大燈的壽命損失不到15。增亮系統包含冷態啟動、過熱、故障等智能保護措施，是一種低成本、高性能的汽車大燈增亮器。1 緒 論1.1 課題背景改革開放以來，人們生活水平越來越

5、高，汽車逐漸走百姓的生活之中，成為代步的工具。汽車大燈作為汽車的一部分，是保障行車安全運行的重要部件之一，前照燈的配光特性、光照度是保證汽車行駛安全的重要指標。資料顯示：車輛總行駛里程的25是在晚上和自然光線不足的情況下行駛的，而在此之間發生的交通事故占到33，并且50的前照燈的照明死亡事故發生在夜間。質量不合格的前照燈不能為駕駛員提供良好的照明，有些還使對面駕駛員和道路行人產生強烈的炫目，直接關系到人身安全。前照燈的照明距離越遠，配光性越好，汽車行駛的安全性能就越高。因此前照燈的設計中必須做到以下兩點：(1)光源技術上達到高光通量，高效率，長壽命。(2)燈具技術配光性能要好，不致使對方來車駕

6、駛員感到炫目，且設計嚴密，可靠性好。汽車前照燈的發展大致經歷了白熾燈、鹵素燈和氙氣燈三個階段。20世紀六十年代以前，白熾燈是汽車照明的首選。但是昏黃的燈光只能供給速度較慢的汽車，而且由于白熾燈質量不穩定，常有事故發生。1960年以后，鹵素燈成為汽車照明的新寵兒。鹵紊燈，就是在燈泡內摻入少量的的惰性氣碘，從燈絲蒸發出來的鎢原子與碘原子相遇反應。生成碘化鎢化合物，當碘化鎢化合物一接觸白熱化的燈絲(溫度超過1450)，又會分解還原為鎢和碘，鎢又重新歸隊回到燈絲中去，碘則重新進入氣體中。如此循環不已，燈絲幾乎不會燒斷。燈泡也不會發黑，所以它要比傳統的白熾前照燈壽命更長，亮度更大。隨著時代的進步和科學技

7、術的進一步發展，性能更加優良的氤氣燈(HighIntensity Discharge Lamp高壓氣體放電燈，簡稱HID)的誕生，將汽車照明燈具提升到更高的層次。氙氣燈的原理是在UVcut抗紫外線水晶石英玻璃管內，以多種化學氣體充填，其中大部份為氙氣(Xenon)與碘化物等惰性氣體，然后再透過增壓器(Ballast)將車上12V的直流電壓瞬間增壓至23000V的電流。經過高壓振幅激發石英管內的氙氣電子游離，在兩電極之間產生光源，這就是所謂的氣體放電。而由氙氣所產生的白色超強電弧光，可提高光線色溫值，類似自晝的太陽光芒，HID工作時所需的電流量僅為3.5A，亮度是傳統鹵素燈泡的3倍，使用壽命比傳

8、統鹵素燈泡長10倍。雖然氙氣燈與普通的鹵素燈相比性能有很大的優勢，但是氙氣燈所有這些優點的實現必須建立在一套安全可靠的高性能電子鎮流器的基礎上，這就造成氙氣燈的改造費用相比而言非常昂貴。目前國內除了奔馳、寶馬等高檔轎車是原裝的氙氣大燈外，其他一些車輛出廠是都是鹵素前照燈。而且國內目前對氙氣燈的改造還沒有相關的具體規定，私自改裝氙氣燈屬于違規行為。目前國內汽車主流的汽車大燈還是鹵素前照燈。目前國內很多用鹵素大燈用戶都反映汽車大燈不夠亮，造成這種問題的原因很多都是由于汽車供電系統供給大燈的電壓不夠穩定，所以設計一款穩定高效的汽車大燈增亮器是非常有意義的。1.2 開關電源的發展和趨勢 1955年美國

9、的科學家羅那（G.H.Royer）首先研制成功了利用磁芯的飽和來進行自激振蕩的晶體管直流變換器，是實現高頻轉換控制電路的開端，此后，利用這一技術的各種形式的精益求精直流變換器不斷地被研制和涌現出來，從而取代了早期采用的壽命短、可靠性差、轉換效率低的旋轉和機械振子示換流設備。由于晶體管直流變換器中的功率晶體管工作在開關狀態，所以由此而制成的穩壓電源輸出的組數多、極性可變、效率高、體積小、重量輕，因而當時被廣泛應用于航天及軍事電子設備上。由于那時的微電子設備及技術十分落后，不能制作出耐壓較高、開關速度較高、功率較大的晶體管，所以這個時期的直流變換器只能采用低電壓輸入，并且轉換的速度也不能太高。60

10、年代末，由于微電子技術的快速發展高反壓的晶體管出現了，從此直流交換器就可以直接有家點經整流、濾波后輸入，不再需要有工頻變壓器降壓了。從而極大地擴大了它的應用范圍，并在此基礎上誕生了無工頻降壓變壓器的開關穩壓電源。省掉了工頻變壓器，又使開關穩壓電源的體積和重量大為減少。開關穩壓電源才真正做到了效率高、體積小、重量輕。70年代以后，與這種技術有關的高頻、高反壓的功率晶體管、高頻電容、開關二極管、開關變壓器鐵芯等器件也被研究出來，使無工頻變壓器開關穩壓電源得到了飛速發展，并且被廣泛地應用與電子計算機、通信、航天、彩色電視機等領域中，從而使無工頻變壓器開關穩壓電源成為各種電源中的佼佼者。目前，開關電源

11、以小型、輕量和高效率的特點被廣泛應用于以電子計算機為主導的各種終端設備、通信設備等幾乎所有的電子設備，是當今電子信息產業飛速發展不可缺少的一種電源方式。目前市場上出售的開關電源中采用雙極性晶體管制成的100kHz、用MOS-FET制成的500kHz電源，雖已實用化，但其頻率有待進一步提高。要提高開關頻率，就要減少開關損耗，而要減少開關損耗，就需要有高速開關元器件。然而，開關速度提高后，會受電路中分布電感和電容或二極管中存儲電荷的影響而產生浪涌或噪聲。這樣，不僅會影響周圍電子設備，還會大大降低電源本身的可靠性。其中，為防止隨開關啟-閉所發生的電壓浪涌，可采用R-C或L-C緩沖器，而對由二極管存儲

12、電荷所致的電流浪涌可采用非晶態等磁芯制成的磁緩沖器。不過，對1MHz以上的高頻，要采用諧振電路，以使開關上的電壓或通過開關的電流呈正弦波，這樣既可減少開關損耗，同時也可控制浪涌的發生。這種開關方式稱為諧振式開關。目前對這種開關電源的研究很活躍，因為采用這種方式不需要大幅度提高開關速度就可以在理論上把開關損耗降到零，而且噪聲也小，可望成為開關電源高頻化的一種主要方式。當前，世界上許多國家都在致力于數兆Hz的變換器的實用化研究。1.3 DC/DC轉換器DC/DC轉換器是一種應用最廣泛的電源管理系統， 它通過控制開關管的導通和關斷時間的比率，將固定的直流電壓轉換成具有一定幅值的輸出電壓。由于電路的調

13、整管工作在開關狀態，所以具有較高的工作效率，加上體積小、重量輕、穩壓范圍廣等優點，廣泛的應用于許多電子設備中。 從應用領域看，DC/DC轉換器芯片市場的焦點集中在便攜式產品、消費類電子、計算機、通訊和網絡設備應用領域，同時工業設備和汽車電子對電源管理芯片，需求也呈上升趨勢，這些需求讓電源管理芯片市場倍添活力。由于人們在生活和工作中的移動性越來越強，對手機、數碼相機、筆記本電腦、MP3 播放器等便攜式產品的需求將越來越大，預計 2008 年全球所有便攜式產品的出貨量將增加到15 億個，這些產品構成了電源管理芯片巨大的需求市場。隨著科技的發展，在當今社會，便攜式電子設備己經成為人們不可或缺的必需品

14、。而在便攜式電子設備中，低電壓高效率 DC/DC轉換器對于單電池供電的系統顯得非常的重要。1.4 DC/DC轉換器的發展趨勢隨著半導體工藝、封裝技術和高頻軟開關的大量使用，模塊 DC/DC 功率密度越來越大，轉換效率越來越高，應用也越來越簡單。DC/DC轉換器在產品、電路拓撲以及生產工藝等方面呈現出以下發展趨勢：(1)產品的發展趨勢 向低電壓大電流高功率方向發展； 向分布電源方向快速發展，但集中式供電系統仍將繼續存在； 向標準化、系列化產品方向發展； 向智能化、數字控制方向發展； 向總線結構和非隔離負載點(niPOL，non-isolated point of load)電源發展。非隔離式 D

15、C/DC變換器比隔離式增長速度更快。(2)電路拓撲技術發展趨勢在拓撲結構方面，單元化、模塊化，并以積木塊(Building Block)的方式進行組合。零電壓-零電流軟開關技術及同步整流技術，已成為提高效率的重要途徑。主要發展方向有： 高頻化為縮小開關電源的體積，提高其功率密度，改善動態響應，DC/DC 電源的開關頻率由現在的200500 kHz 提高到 1 MHz 以上。但高頻化又會產生新的問題， 如開關損耗以及無源元件的損耗增大、高頻寄生參數以及高頻EMI 等問題。 軟開關為提高效率，需采用各種軟開關技術，包括無源無損(吸收網絡)軟開關技術、有源軟開關技術，如 ZV-ZCS 諧振、準諧振、

16、恒頻零開關技術等，以減小開關損耗和開關應力，實現高效率的高頻化。 低壓輸出低電壓、大電流、高功率變換技術，已從313 V降至 110 V，電流已達幾十至幾百安培。同時，電源的輸出指標，如紋波、精度、效率、啟動時間、啟動過沖以及動態特性等，也得到進一步提高。它的研究內容非常廣泛，包括電路拓撲結構動態問題(尤其是負載的大信號動態問題)、同步整流技術、控制技術以及其它相關技術的研究。(3)工藝發展趨勢磁集成技術的出現使得磁性元件(變壓器和電感)的尺寸進一步縮小。在開關電源中，磁性元件往往是體積最大的元件，減小磁性元件的體積就能大幅度提高電源功率密度。磁性材料的先進設計工藝，如平面變電壓器技術和磁集成

17、技術，是產品追求小型化發展的方向。1.5 課題研究的目的及意義隨著市場上各種便攜式產品的不斷增長，對低功耗、高轉換效率、小體積的DC/DC轉換器的需求也迅速增加。因此，DC/DC轉換器具有極高的市場潛力，前景非常樂觀。因此，致力于低功耗、高效率的 DC/DC 轉換芯片的設計及開發，具有重要的現實意義。1.6 課題結構安排 第一章介紹汽車大燈、開關電源的發展和DC/DC轉換器的發展趨勢和特點，以及本課題的論文的安排。第二章對課題任務要求做了簡要描述，并根據要求選擇確定本課題的總體方案。第三章主要介紹本課題所要用到的一些基本的原理，對DC/DC升壓電路、升壓電路的PWM控制做了主要的闡述。 第四章

18、根據第三章的基本原理來設計硬件電路，并對各個模塊的具體工作原理進行分析介紹。第五章對本系統的軟件設計做簡要說明。 第六章介紹了后期硬件設計的制作及調試的一些注意事項。 2 方案設計2.1 設計要求 任務書的要求是利用高效率的開關電源對汽車的電源進行升壓并穩定工作電壓在14.5V，同時要求具有必要的保護功能。過電壓保護，當輸出電壓大于某個設定值由電源直接供電。低壓保護功能，若電源提供電壓小于14.5V的時候，系統自動進入升壓模式。當第一次啟動時燈泡線性軟啟動延時1秒(燈泡由暗至亮啟動),以延長燈泡壽命。2.2 方案確定 根據題目要求，利用電力電子技術的相關知識，提出方案。首先通過DCDC變換將D

19、C 12V電壓逆變為高頻方波，經高頻變壓器升壓，再整流濾波得到一個穩定的145V直流電壓。通過過熱、故障控制電路選擇大燈的供電電壓，當溫度過高或DC變換輸出電壓過低時，自動切換到由汽車電瓶直接為大燈供電。冷啟動檢測環節自動檢測大燈啟動狀態，當首次開啟時，通過脈寬調制控制電路的關斷功能控制DC-DC變換無輸出，從而通過供電選擇控制環節切換為電瓶直接供電，經設定的延時時間后再切換為141 V供電。這樣可以降低高電壓冷啟動對大燈的沖擊，保證大燈的使用壽命。結構框圖如下圖所示。 蓄電池12V濾波DC-AC控制電路冷啟動檢測汽車大燈高頻升壓逆變整流濾波DC 14.5V供電選擇控制過熱、故障保護圖2-1

20、大燈增量器結構圖上面所提出方案雖然能高效的達到任務書所要求的，但是制作困難，調試不易，缺乏相應的制作工具。鑒于此種情況，提出以下方案來對系統所要求實現的功能進行模擬。升壓穩壓電路采用專業的DC/DC變換芯片MC34063和反饋電路來實現對輸入電壓的升壓穩壓功能。利用單片機AT89S52及其ADC0809來對輸入輸出電壓進行采集處理，然后控制繼電器來選擇系統的供電方式，實現低壓保護及其過壓保護功能，并且利用顯示模塊來對系統的輸入輸出電壓進行監控。3 系統設計原理介紹3.1 DC/DC轉換器升壓原理直流斬波電路（DC Chopper）將直流電變為另一固定電壓或可調電壓的直流電，也稱為直接直流直流變

21、換器（DC/DC Converter）。直流斬波電路的包括6種基本的斬波電路：降壓斬波電路、升壓斬波電路、升降壓斬波電路、Cuk斬波電路、Sepic斬波電路和Zeta斬波電路，其中前兩種是最基本的電路。下面對升壓斬波電路做具體地介紹。圖3-1 升壓斬波電路及其工作波形a）電路圖b）波形一個基本的升壓型 DC/DC 轉換器主回路電路如上圖所示，它是由一個功率開關管V、二極管 VD、LC低通濾波器和負載組成。升壓型 DC/DC 轉換器的工作模式是依據流經電感的電流是否降為零來區分的，一般可分為兩種工作模式：連續導通模式（Continuous-Conduction Mode；CCM）和不連續導通模式

22、（Discontinuous-Conduction Mode；DCM）。當流過電感的電流不會降為零時，我們定義轉換器工作在連續導通模式；而當其電感電流將會降為零時，我們定義轉換器工作在不連續導通模式，亦即流經電感器的電流是不連續的。為了分析方便，我們可以假定： (1) 開關管V和二極管VD具有理想的特性（無損耗，無慣性）； (2) 電感足夠大，電感電流連續，電感無損耗；電容足夠大，電容脈動電壓可以忽略，電容無損耗； (3) 假設輸出電壓紋波值與輸出電壓比值小到可以忽略，即可以認為V（t） =Vo，輸出直流電壓無脈動；在 CCM 時由于電感電流紋波值相對平均電感電流小，為了分析方便我們也認為電感

23、瞬態電流 i（t）= ，如下圖所示。 圖3-2 電壓紋波示意圖 (4) 電路進入穩態3.1.1 連續工作模式連續工作模式分為兩個階段，第一階段為開關導通階段（ 0<t ton） ，第二階段為開關斷開階段（ ton < t T），T為開關周期。1.開關導通階段（ 0<t ton）開關導通時的壓降很小，所以二極管反向。假設電感在此過程未飽和，電流從I1 到 I2 線性上升，所以 (3-1) = (3-2)電感儲存能量 (3-3)在這階段輸出電流完全由輸出電容C提供，所以要選擇適當大小的輸出電容。2.開關關斷階段（ ton < t T）第二階段開始于t=ton，。因為電感電流

24、不能突變，為了保持電感電流，電感電壓反向，此時電流流過開關、電感L、電容 C、二極管 D和負載。在下一周期開關重新導通之前，電感電流線性下降。電感通過二極管把儲存的能量向電容充電，使得輸出電壓高于輸入電壓。電感上的電壓（Va-Vs）線性下降(3-4)(3-5)因為兩個階段電感紋波電流相等 (3-6) 把 ton=DT和toff=(1-D)T代入式（3-6）中，得 （3-7） 因為（3-8） （3-9） 從（3-9）式可以看出，反比于開關頻率和電感 L。開關導通期間，負載電流由電容提供，因此電容電流平均值Ic等于輸出電流平均值Ia。開關斷開期間，電容充電電流從（I2-Ia）到（I1-Ia）線性減

25、小。穩態工作時，平均充電電流和 toff 的乘積等于平均放電電流和ton 的乘積，因此輸出電壓紋波 （3-10）由（3-7）得 （3-11） （3-12） 把式（3-12）代入式（3-10），化簡得（3-13） 輸出電壓的紋波 等于電容電壓紋波 ，所以要減小輸出電壓紋波可以提高開關頻率或增大輸出電容，電感只是作為儲能元件而并不是輸出濾波器組成部分，因此升壓變換器的輸出紋波一般大于降壓變換器的紋波。3.1.2 非連續工作模式如果開關在下一個周期導通之前，電感電流下降到零，那么變換器就工作在非連續模式。假設輸入功率等于輸出功率的理想情況，臨界電感 Lc（3-14）非連續工作模式第二階段分為ton

26、<t 和 <tT兩種情況（ 為電感電流為零的時刻）。在0<t ton和ton <t 期間電感平均電壓分別為Vs 和（Va-Vs）（3-15）定義 D2=(t2-ton)/T，則平均輸出電流（3-16）平均輸入電流等于平均電感電流（3-17）把式（3-16）和（3-17）代入式（3-15）得（3-19）（3-18）比較兩種工作模式可以看，出兩者輸出電壓上升的速度不同，非連續模式比連續模式電壓上升的速度要快。在相同的占空比D，非連續模式輸出電壓比連續模式要高。 升壓變換器開關開始導通時，數倍于穩態電流的浪涌電流會流過開關，所以要采取措施限制浪涌電流，如果浪涌電流使輸入電感飽

27、和，那么只有電源阻抗和寄生電阻限制浪涌電流，浪涌電流會更大。開關占空比的改變對輸出電壓的影響非常敏感，所以必須要設計反饋電路。如果輸出電壓高于輸入電壓三倍，器件寄生參數對電路的影響會變得非常大。3.2 PWM調制方式DC/DC 變換器的調制方式主要有三種：脈沖寬度調制方式、脈沖頻率調制方式和混合調制方式。下面將分別介紹這三種調制方式的特點。 (1) 脈沖寬度調制方式，簡稱脈寬調制（Pulse Width Modulation，縮寫為PWM）方式。其特點是固定開關頻率，通過改變脈沖寬度來調節占空比。因開關周期固定，為設計濾波電路提供了方便。其缺點是受功率開關管最小導通時間的限制，對輸出電壓不能作

28、寬范圍調節；同時在晶體管導通時間內，有很短的 ton 時間可調，使輸出電壓不穩定，故在輸出端要有一定數量的假負載（預負載），以防止空載時輸出電壓升高。 (2) 脈沖頻率調制方式， 簡稱脈頻調制（Pulse Frequency Modulation，縮寫為PFM）方式。它是將脈沖寬度固定，通過改變開關頻率來調節占空比的。在電路設計上要用固定脈寬發生器來代替脈寬調制器中的鋸齒波發生器，并利用固定頻率轉換器改變頻率。其穩壓原理是：當輸出電壓升高時，控制器輸出信號的脈沖寬度不變而周期變長，使占空比減小，輸出電壓降低。(3) 混合調制方式，是指脈沖寬度與開關頻率均不固定，彼此都能改變的方式，它屬于 PW

29、M 和 PFM 的混合方式。由于脈沖寬度和周期均可單獨調節，因此占空比調節范圍最寬，適合制作供實驗室使用的輸出電壓可以寬范圍調節的開關電源。PWM反饋控制原理PWM開關穩壓或穩流電源的基本工作原理就是在輸入電壓、內部參數及外接負載變化的情況下，控制電路通過被控制信號與基難信號的差值進行閉環反饋，調節主電路開關器件的導通脈沖寬度，使得開關電源的輸出電壓或電流等被控制信號穩定。PWM的開關頻率一般為恒定值，控制取樣信號有輸出電壓、輸入電壓、輸出電流、輸出電感電壓及開關器件峰值電流。由這些信號可以構成單環、雙環或多環反饋系統，實現穩壓、穩流及恒定功率的目的。同時，可以實現一些附帶的過流保護、抗偏磁及

30、均流等功能。PWM反饋控制模式主要有5種，電壓模式、峰值電流模式、平均電流模式、滯環電流模式、相加模式等PWM反饋控制模式。下面以VDMOS開關器件構成的穩壓正激型降壓斬波器為例，闡述PWM反饋控制模式的發展過程、基本工作原理、詳細電路原理示意圖、波形、特點及應用要點。一般來講，正激型開關電源的主電路可用圖3-1所示的降壓斬波器簡化表求，Ug表示控制電路的PWM輸出驅動信號。根據選用不同的PWM反饋控制模式，電路中的輸入電壓Uin、輸山電壓Uo、開關器件電流(由b點引出)、電感電流(由c點或d點引出)均可作為取樣控制信號。輸出電壓Uo在作為控制取樣信號時，通常經過圖3-2所示的電路進行處理，得

31、到電壓信號Uc，Uc再經處理或直接送入PWM控制器。在圖3-2中，電壓運算放大器(ea)的作用有三：（1）將輸出電壓與給定電壓Uref的差值進行放大及反饋，保證穩態時的穩壓精度。該運放的直流放大增益理論上為無窮大，實際上為運放的開環放大增益。 (2)將開關電源主電路輸出端的附帶有較寬頻帶開關噪聲成分的直流電壓信號轉變為具有一定幅值的比較“干凈”的直流反饋控制信號(Ie)，即保留直流低頻成分，衰減交流高頻成分。因為開關噪聲的頻率較高，幅搜較大，高頻開關噪聲衰減得不夠的話，穩態反饋不穩，高頻開關噪聲衰減得過大的話，動態響應較慢。雖然互相矛盾，但是電壓誤差運算放大器的基本設計原則仍是低頻增益要高，高

32、頻增益要低。（3）對整個閉環系統進行校正，使閉環系統穩定工作。輸入電壓、電流等信號在作為取樣控制信號時大多也需經過處理的處理方法不同。圖3-3 正激型開關電源主電路圖3-4 輸出電壓控制電路圖下面主要對本系統多用的電壓模式控制進行闡述圖3-5(a)為Buck降壓斬波器的電壓模式控制(Voltag- Mode Contro1)反饋系統原理圖。電壓模式控制是20世紀60年代后期開關穩壓電源剛剛開始發展時所采用的第一種控制方法。該方法與些必要的過電流保護電路相結合，至今仍然在工業界廣泛應用。電壓模式控制只有一個電壓反饋閉環，采用脈沖寬度調制法，即將電壓誤差放大器采樣放大的慢變化的直流信號與恒定頻率的

33、三角波上斜坡相比較，通過脈沖寬度調制原理，得到當時的脈沖寬度，如圖3-5(a)中的波形所示。逐個脈沖的限流保護電路必須另外附加。當輸入電壓突然變小或負載阻抗突然變小時，因為主電路有較大的輸出電容c及電感L的相移延時作用，輸出電壓的變小也延時滯后。輸出電壓變小的信息還要經過電壓誤差放大器的補償電路延時滯后，才能傳至PWM比較器將脈寬展寬。這兩個延時滯后作用是暫態響應慢的主要原因。電壓模式控制的優點有：(1)PWM三角波的幅值較大。(2)占空比調節不受限制。脈沖寬度調節時具有較好的抗噪聲裕量。(3)對于多路輸出電源，它們之間的交互調節效應較好。(4)單一反饋電壓閉環設計、調試比較容易。(5)對輸出

34、負載的變化有較好的響應調節。電壓模式控制的缺點有：(1)對輸入電壓的變化動態響應較饅。(2)補償網絡設計本來就較為復雜，閉環增益隨輸入電壓而變化，使其更為復雜。(3)輸出LC濾波器給控制環增加了雙極點，在補償設計誤差放大器時，需要將主極點低頻衰減，或者增加一個零點進行補償。(4)在檢測及控制磁芯飽和故障狀態方面較為復雜。 加快電壓模式控制瞬態響應速度的方法有兩種：一是增加電壓誤差放大器的帶寬，保證具有一定的高頻增益，但是這樣容易受高頻開關噪聲干擾影響，需要在主電路及反饋控制電路上采取措施進行抑制或同相位衰減平滑處理；另一方法是采用電壓前饋模式控制技術，原理如圖3-5(b)所示。用輸入電壓對電阻

35、、電容(Rft、Cft)充電產生的具有可變化上斜坡的三角波取代傳統電壓模式控制中振蕩器產生的固定三角波。此時，輸入電壓的變化能立刻在脈沖寬度的變化上反映出來。因此，該方法能明顯提高輸入電壓變化引起的瞬態響應速度。對輸入電壓的前饋控制是開環控制，而對輸出電樂的控制是閉環控制，目的是提高對輸入電壓變化的動態響應速度。這是一個由開環和閉環構成的雙環控制系統。3-5（a）降壓斬波器的電壓模式控制3-5（b）電壓前饋模式控制3.3 軟啟動的實現方法隨著便攜式電子產品在通信、計算機及消費類電子(3C)等領域中的不斷增長，對電源管理IC的需求也呈上升趨勢。而DCDC開關電源在寬輸入電壓范圍和寬負載范圍條件下

36、具有杰出的效率表現，而被廣泛應用。開關電源是通過將誤差信號轉換成占空比控制信號驅動開關而工作的。在啟動階段，誤差放大器處于非平衡狀態，使得環路處于100占空比工作，因此會有很大的浪涌電流灌入輸出電容，使得輸出電壓產生較大的過沖，浪涌電流也有可能損耗開關管和其他器件。為此軟啟動電路應運而生，它的設計思想是通過限制占空比或限制開關電流來消除浪涌電流，避免輸出電壓過沖。隨著電子系統趨于復雜化，系統對電源電壓的上電時序和上電的平穩度有了更高的要求。下面結合典型的Buck型DC/DC轉換器對傳統的軟啟動電路做下介紹。圖3-6 Buck型DC-DC轉換器控制框圖在啟動初始階段，輸出電壓遠低于設定值，所以電

37、壓遠低于基準電壓，使得誤差放大器處于非平衡狀態，誤差放大器(EA)輸出Vc為高電平，此時環路處于100占空比工作，因此會有很大的浪涌電流灌入輸出電容。為了消除啟動時的浪涌電流實現輸出軟啟動，通常有兩種方法：一種是電壓限制的方法；另一種是電流限制的方法。電壓限制方法的設計思想是通過限制誤差放大器(EA)輸出信號Vc的電壓值，從而限制啟動時的占空比，該方法又可以分為直接限制Vc電壓和限制EA輸入信號兩種。傳統的做法是通過一個電流源給電容充電得到斜坡上升的軟啟動電壓，用軟啟動電壓代替或Vc電壓，從而達到軟啟動的目的。這種方法的優點是簡單易用，缺點是需要一個軟啟動電容來控制軟啟動時間，該電容往往很大，

38、不能集成在芯片上，這將增加應用面積和應用成本。電流限制的方法是通過檢測開關管的電流并由電流比較電路來限制開關管的電流，消除浪涌。考慮到電流限制值一般大于工作電流的最大值，開始就以電流限制值工作可能會造成輸出過沖，為此，一般通過階梯型增加電流限制閾值的方法來實現軟啟動。這種方法的缺點是需要增加電流檢測和電流比較電路，不適合于沒有電流限制功能的開關電源電路，而且電流限制值的切換往往并不平穩。4 硬件電路4.1 硬件電路所使用芯片簡介4.1.1 DC/DC轉換芯片MC34063 MC34063本身包含了DC/DC變換器所需要的主要功能的單片控制電路。它由具有溫度自動補償功 能的基準電壓發生器、比較器

39、、占空比可控的振蕩器RS觸發器和大電流輸出開關電路等組成。該器件既可用于升壓變換器也可用于降壓變換器的控制，由它構成的DC/DC變換器僅用少量的外部元器件。主要應用于以微處理器(MPU)或單片機(MCU)為基礎的系統里。它的主要特征主要特征：輸入電壓范圍：2.540V，輸出電壓可調范圍：1.2540V，輸出電流可達1.5 A，工作頻率最高可達100kHz。 它的內部框圖及封裝形式如圖所示：圖4-1 內部框圖圖4-2 器件引腳圖它的引腳功能。1腳：開關管T1集電極引出端；2腳：開關管T1發射極引出端；3腳：定時電容Ct接線端；調節Ct可使工作頻率在100100kHz范圍內變化；4腳：電源地；5腳

40、：電壓比較器反相輸入端，同時也是輸出電壓取樣端；使用時應外接兩個精度不低于1的精密電阻；6腳：電源端；7腳：負載峰值電流（Ipk）取樣端；6，7腳之間電壓超過300mV時，芯片將啟動內部過流保護功能；8腳：驅動管T2集電極引出端。MC34063的一些主要參數如下表所示：表4-1 MC34063主要參數項目條件參數單位Power Supply Voltage 電源電壓VCC40VdcComparator Input Voltage Range 比較器輸入電壓范圍VIR0.3-+40VdcSwitch Collector Voltage 集電極電壓開關VC(switch)40VdcSwitch E

41、mitter Voltage (VPin 1 = 40 V) 發射極電壓開關VE(switch)40VdcSwitch Collector to Emitter Voltage 開關電壓集電極到發射極VCE(switch)40VdcDriver Collector Voltage 驅動集電極電壓VC(driver)40VdcDriver Collector Current (Note 1) 驅動集電極電流IC(driver)100mASwitch Current 開關電流ISW1.5AOperating Junction Temperature工作結溫TJ+150Operating Ambie

42、nt Temperature Range操作環境溫度范圍TA0-70其內部框圖中所表示的電路解釋如下： 振蕩器通過恒流源對外接在CT管腳(3腳)上的定時電容不斷地充電和放電，以產生振蕩波形，充電和放電電流都是恒定的，所以振蕩頻率僅取決于外接定時電容的容量。與門的C輸入端在振蕩器對外充電時為高電平，D輸入端在比較器的輸入電平低于閾值電平時為高電平，當C和D輸入端都變成高電平時，觸發器被置為高電平，輸出開關管導通，反之，當振蕩器在放電期間，C輸入端為低電平，觸發器被復位，使得輸出開關管處于關閉狀態。 電流限制SI檢測端(5腳)通過檢測連接在V+和5腳之間電阻上的壓降來完成功能，當檢測到電阻上的電壓

43、降接近超過300mV時，電流限制電路開始工作，這時通過CT管腳(3腳)對定時電容進行快速充電，以減少充電時間和輸出開關管的導通時間結果是使得輸出開關管的關閉時間延長。 該器件所組成的DC/DC升壓壓變換器電路如下圖。 圖4-3 升壓變換器原理電路圖 。 在設計DC/DC變換器時，相關參數必須按圖4-4所給公式來確定，首先應該確定的參數如下：Ui (輸入電壓)：如果該電壓不是一個穩定的值，那么，對于降壓變換器，應該取Ui的最大值進行計算；對于升壓變換器，應該取Ui的最小值進行計算。 Uo（輸出電壓)：它的穩壓值由R1和 R2決定，其計算公式為U o=1.25 ( 1 + R2/R1 )。 Io

44、(輸出電流) ：是 DC/DC變換器的輸出電流。 (振蕩器頻率) ：它決定開關管的通斷頻率： ( 輸出電壓紋波峰一峰值) ：該參數用于決定輸出濾波電容Co的數值。 其中為輸出開關管飽和電壓，為輸出開關管導通時間，為整流二極管正向壓降，為輸出開關管關閉時間。圖4-4 設計規范表4.1.2 單片機AT89S52AT89S52是一種低功耗、高性能CMOS8位微控制器，具有8K在系統可編程Flash存儲器。使用 Atmel 公司高密度非易失性存儲器技術制造，與工業 80C51 產品指令和引腳完全兼容。片上Flash允許程序存儲器在系統可編程，亦適于常規編程器。在單芯片上，擁有靈巧的 8 位 CPU 和

45、在系統可編程Flash，使得 AT89S52為眾多嵌入式控制應用系統提供高靈活、超有效的解決方案。 AT89S52具有以下標準功能：8k字節Flash，256字節RAM，32位I/O口線，看門狗定時器，2個數據指針，三個16位定時器/計數器，一個6向量2級中斷結構，全雙工串行口，片內晶振及時鐘電路。另外，AT89S52 可降至 0Hz 靜態邏輯操作，支持2種軟件可選擇節電模式。空閑模式下，CPU停止工作，允許RAM、定時器/計數器、串口、中斷繼續工作。掉電保護方式下，RAM內容被保存，振蕩器被凍結，單片機一切工作停止，直到下一個中斷或硬件復位為止。AT89S52是一個有40個引腳的芯片，引腳配

46、置如圖4-5所示。其40個引腳功能為：VCC：電源電壓。GND：接地。RST：復位輸入。當RST變為高電平并保持2個機器周期時，所有I/O引腳復位至“1”。XTAL1：反向振蕩放大器的輸入及內部時鐘工作電路的輸入。XTAL2：來自反向振蕩放大器的輸出。 ALE/PROG：當訪問外部存儲器時，地址鎖存允許的輸出電平用于鎖存地址的地位字節。在FLASH編程期間，此引腳用于輸入編程脈沖。在平時，ALE端以不變的頻率周期輸出正脈沖信號，此頻率為振蕩器頻率的1/6。因此它可用作對外部輸出的脈沖或用于定時目的。然而要注意的是：每當用作外部數據存儲器時，將跳過一個ALE脈沖。如想禁止ALE的輸出可在SFR8

47、EH地址上置0。此時， ALE只有在執行MOVX，MOVC指令是ALE才起作用。另外，該引腳被略微拉高。如果微處理器在外部執行狀態ALE禁止，置位無效。/PSEN：外部程序存儲器的選通信號。在由外部程序存儲器取指期間，每個機器周期兩次/PSEN有效。但在訪問外部數據存儲器時，這兩次有效的/PSEN信號將不出現。/EA/VPP：當/EA保持低電平時，則在此期間外部程序存儲器（0000H-FFFFH），不管是否有內部程序存儲器。注意加密方式1時，/EA將內部鎖定為RESET；當/EA端保持高電平時，此間內部程序存儲器。在FLASH編程期間，此引腳也用于施加12V編程電源（VPP）。 P0口：8位漏

48、級開路雙向I/O口，每腳可吸收8TTL門電流。當P1口的管腳第一次寫1時，被定義為高阻輸入。P0能夠用于外部程序數據存儲器，它可以被定義為數據/地址的第八位。在FIASH編程時，P0 口作為原碼輸入口，當FIASH進行校驗時，P0輸出原碼，此時P0外部必須被拉高。 P1口：8位雙向I/O口。引腳P1.2P1.7提供內部上拉，當作為輸入并被外部下拉為低電平時，它們將輸出電流，這是因內部上拉的緣故。P1.0和P1.1需要外部上拉，可用作片內精確模擬比較器的正向輸入（AIN0）和反向輸入（AIN1），P1口輸出緩沖器能接收20mA電流，并能直接驅動LED顯示器；P1口引腳寫入“1” 后，可用作輸入。

49、在閃速編程與編程校驗期間，P1口也可接收編碼數據。 P2口：帶內部上拉電阻的8位雙向I/O口，P2口緩沖器可接收，輸出4個TTL門電流，當P2口被寫“1”時，其管腳被內部上拉電阻拉高，且作為輸入。并因此作為輸入時，P2口的管腳被外部拉低，將輸出電流。這是由于內部上拉的緣故。P2口當用于外部程序存儲器或16位地址外部數據存儲器進行存取時，P2口輸出地址的高八位。在給出地址“1”時，它利用內部上拉優勢，當對外部八位地址數據存儲器進行讀寫時，P2口輸出其特殊功能寄存器的內容。P2口在FLASH編程和校驗時接收高八位地址信號和控制信號。 P3口：引腳P3.0P3.7為帶內部上拉的雙向I/0引腳。P3口

50、的輸出緩沖器能接收20mA的灌電流；P3口寫入“1”后，內部上拉，可用輸入。P3口也可用作特殊功能口，其功能見表1。P3口同時也可為閃速存儲器編程和編程校驗接收控制信號。圖4-5 AT89S52引腳配置4.1.3 ADC0809ADC0809是帶有8位A/D轉換器、8路多路開關以及微處理機兼容的控制邏輯的CMOS組件。它是逐次逼近式A/D轉換器，可以和單片機直接接口。 ADC0809的內部邏輯結構 圖4-6 ADC0809內部結構由上圖可知，ADC0809由一個8路模擬開關、一個地址鎖存與譯碼器、一個A/D轉換器和一個三態輸出鎖存器組成。多路開關可選通8個模擬通道，允許8路模擬量分時輸入，共用

51、A/D轉換器進行轉換。三態輸出鎖器用于鎖存A/D轉換完的數字量，當OE端為高電平時，才可以從三態輸出鎖存器取走轉換完的數據。 圖4-7 ADC0809引腳圖引腳結構 IN0IN7：8條模擬量輸入通道 ADC0809對輸入模擬量要求：信號單極性，電壓范圍是05V，若信號太小，必須進行放大；輸入的模擬量在轉換過程中應該保持不變，如若模擬量變化太快，則需在輸入前增加采樣保持電路。 地址輸入和控制線：4條 ALE為地址鎖存允許輸入線，高電平有效。當ALE線為高電平時，地址鎖存與譯碼器將A，B，C三條地址線的地址信號進行鎖存，經譯碼后被選中的通道的模擬量進轉換器進行轉換。A，B和C為地址輸入線，用于選通

52、IN0IN7上的一路模擬量輸入。通道選擇表如下表所示。 表4-2CBA選擇的通道000IN0001IN1010IN2011IN3100IN4101IN5110IN6111IN7數字量輸出及控制線：11條 ST為轉換啟動信號。當ST上跳沿時，所有內部寄存器清零；下跳沿時，開始進行A/D轉換；在轉換期間，ST應保持低電平。EOC為轉換結束信號。當EOC為高電平時，表明轉換結束；否則，表明正在進行A/D轉換。OE為輸出允許信號，用于控制三條輸出鎖存器向單片機輸出轉換得到的數據。OE1，輸出轉換得到的數據；OE0，輸出數據線呈高阻狀態。D7D0為數字量輸出線。 CLK為時鐘輸入信號線。因ADC0809

53、的內部沒有時鐘電路，所需時鐘信號必須由外界提供，通常使用頻率為500KHZ；VREF（），VREF（）為參考電壓輸入。 ADC0809應用說明 a. ADC0809內部帶有輸出鎖存器，可以與AT89S51單片機直接相連。 b. 初始化時，使ST和OE信號全為低電平。 c. 送要轉換的哪一通道的地址到A，B，C端口上。 d. 在ST端給出一個至少有100ns寬的正脈沖信號。 e. 是否轉換完畢，我們根據EOC信號來判斷。 f. 當EOC變為高電平時，這時給OE為高電平，轉換的數據就輸出給單片機了。(2) ADC0809電路ADC0809的電路接線圖如下：數據輸出引腳OUT1OUT8接到單片機的P

54、0.0p0.7，用于把轉換好的數據傳輸到單片機中；A、B、C分別接地址鎖存器提供的低三位地址，只要把三位地址寫入ADC0809中的地址鎖存器，就實現了模擬通道選擇。我們采用的是線選法，口地址由P2.7確定，同時和WR相或取反后作為ADC0809的開始選通信號，ALE信號與START信號連接在一起，這樣使得在ALE信號的前沿寫入地址信號，緊接著在其后就啟動轉換；當轉換結束以后，轉換完成的信號（EOC）作為中斷請求信號，以中斷方式進行數據傳送，EOC信號經過反相器后送到單片機的INT0端，當中斷被請求后，送出口地址，并與RD相或取反后作為選通信號，當OE信號有效后，把數據傳送入數據總線。CLK的時

55、鐘輸入信號為500KHz； 圖4-8 ADC0809電路接線圖4.2 硬件電路設計4.2.1 DC/DC升壓穩壓電路模塊本模塊采用專用的DC/DC變換芯片來實現升壓，然后利用電壓模式的PWM反饋控制原理來對芯片中的開關管導通時間進行控制。具體原理圖如下圖所示。圖4-9 DC/DC升壓穩壓電路 當芯片內開關管導通時，電源經取樣電阻Rsc、電感L、MC34063的1腳和2腳接地，此時電感L開始存儲能量，而由C6對負載提供能量。當芯片內開關管導斷開時，電源和電感同時給負載和電容C6提供能量。電感在釋放能量期間，由于其兩端的電動勢極性與電源極性相同，相當于兩個電源串聯，因而負載上得到的電壓高于電源電壓。開關管導通與關斷的頻率稱為芯片的工作頻率。只要此頻率相對負載的時間常數足夠高，負載上便可獲得連續的直流電壓。腳5電壓與內部基準電壓1.25V同時送人內