1、開關穩壓電源（E題）摘 要本系統以Boost升壓斬波電路為核心，以MSP430單片機為主控制器和PWM信號發生器，根據反饋信號對PWM信號做出調整，進行可靠的閉環控制，從而實現穩壓輸出。系統輸出直流電壓30V36V 可調，可以通過鍵盤設定和步進調整，最大輸出電流達到2A，電壓調整率和負載調整率低，DC-DC變換器的效率達到93.97%。能對輸入電壓、輸出電壓和輸出電流進行測量和顯示。系統特色：1）輸出電壓反饋采用“同步采樣”方式，能有效避免電壓尖峰對信號檢測的影響。2）采用多種有效措施降低系統的電磁干擾（EMI），增強電磁兼容性（EMC）。3）具有完善、可靠的保護功能，如：過流保護、反接保護、

2、 欠壓保護、過溫保護、防開機“浪涌”電流保護等，保證了系統的可靠性。1 方案論證1.1 DC-DC主回路拓撲方案一 間接直流變流電路：結構如圖1-1所示，可以實現輸出端與輸入端的隔離，適合于輸入電壓與輸出電壓之比遠小于或遠大于1的情形，但由于采用多次變換，電路中的損耗較大，效率較低，而且結構較為復雜。圖1-1 間接直流變流電路方案二 Boost升壓斬波電路：拓撲結構如圖1-2所示。開關的開通和關斷受外部PWM信號控制，電感L將交替地存儲和釋放能量，電感L儲能后使電壓泵升，而電容C可將輸出電壓保持住，輸出電壓與輸入電壓的關系為UO=(ton+toff)，通過改變PWM控制信號的占空比可以相應實現

3、輸出電壓的變化。該電路采取直接直流變流的方式實現升壓，電路結構較為簡單，損耗較小，效率較高。圖1-2 Boost升壓斬波電路拓撲結構 綜合比較，我們選擇方案二。1.2 控制方法及實現方案方案一 利用PWM專用芯片產生PWM控制信號。此法較易實現，工作較穩定，但不易實現輸出電壓的鍵盤設定和步進調整。方案二 利用單片機產生PWM控制信號。讓單片機根據反饋信號對PWM信號做出相應調整以實現穩壓輸出。這種方案實現起來較為靈活，可以通過調試針對本身系統做出配套的優化。但是系統調試比較復雜。在這里我們選擇方案二。1.3 系統總體框圖圖1-3 系統總體框圖1.4 提高效率的方法及實現方案1） Boost升壓

4、斬波電路中開關管的選取：電力晶體管（GTR）耐壓高、工作頻率較低、開關損耗大；電力場效應管（Power MOSFET）開關損耗小、工作頻率較高。從工作頻率和降低損耗的角度考慮，選擇電力場效應管作為開關管。2） 選擇合適的開關工作頻率：為降低開關損耗，應盡量降低工作頻率；為避免產生噪聲，工作頻率不應在音頻內。綜合考慮后，我們把開關頻率設定為20kHz。3） Boost升壓電路中二極管的選取：開關電源對于二極管的開關速度要求較高，可從快速恢復二極管和肖特基二極管中加以選擇。與快速恢復二極管相比，肖特基二極管具有正向壓降很小、恢復時間更短的優點，但反向耐壓較低，多用于低壓場合。考慮到降低損耗和低壓應

5、用的實際，選擇肖特基二極管。4） 控制電路及保護電路的措施：控制電路采取超低功耗單片機MSP430，其工作電流僅280A；顯示采取低功耗LCD；控制及保護電路的電源采取了降低功耗的方式，具體實現見附錄圖2，單片機由低功耗穩壓芯片HT7133單獨供電。2 電路設計與參數計算2.1 Boost升壓電路器件的選擇及參數計算Boost升壓電路包括驅動電路和Boost升壓基本電路，如圖2-1所示。圖2-1 Boost升壓電路 (a)PWM驅動電路 （b）Boost升壓基本電路 2.1.1 開關場效應管的選擇選擇導通電阻小的IRF540作為開關管，其導通電阻僅為77m（VGS=10V, ID=17A）。I

6、RF540擊穿電壓VDSS為55V ，漏極電流最大值為28A（VGS =10 V， 25°C），允許最大管耗PCM可達50W，完全滿足電路要求。2.1.2 PWM驅動電路器件的選擇單片機I/O口輸出電壓較低、驅動能力不強，我們使用專用驅動芯片IR2302。其導通上升時間和關斷下降時間分別為130 ns和50 ns，可以實現電力場效應管的高速開通和關斷。IR2302還具有欠壓保護功能。2.1.3 肖特基二極管的選擇選擇ESAD85M-009型肖特基二極管，其導通壓降小，通過1 A電流時僅為0.35V，并且恢復時間短。實際使用時為降低導通壓降將兩個肖特基二極管并聯。2.1.4 電感的參數

7、計算1） 電感值的計算： 其中，m是脈動電流與平均電流之比取為0.25，開關頻率f=20 kHz,輸出電壓為36V時，LB=527.48H，取530H。2） 電感線徑的計算：最大電流IL為2.5A，電流密度J取4 A/mm2，線徑為d,則由得d=0.892 mm,工作頻率為20kHz,需考慮趨膚效應，制作中采取多線并繞方式，既不過流使用，又避免了趨膚效應導致漆包線有效面積的減小。2.1.5 電容的參數計算 其中，UO為負載電壓變化量，取20 mV,f=20kHz,UO=36V時,CB=1465F,取為2000F，實際電路中用多只電容并聯實現，減小電容的串聯等效電阻（ESR），起到減小輸出電壓紋

8、波的作用，更好地實現穩壓。2.2 輸出濾波電路的設計與參數計算 （見附錄）2.3 控制電路的設計與參數計算單片機根據電壓的設定值和電壓反饋信號調整PWM控制信號的占空比，實現穩壓輸出，同時，單片機與采樣電路相結合，將為系統提供過流保護、過熱保護、過壓保護等措施，并實現輸出電壓、輸出電流和輸入電壓的測量和顯示。PWM信號占空比 當U2=15V，UO=36V時，UIN=1.2*U2-2V=16V， 最大值DMAX=0.556；當U2=21V，UO=30V時，UIN=1.4*U2-2V=27.4V，最小值DMIN=0.087系統對于單片機A/D采樣精度的要求：題目中最高的精度要求為0.2%，欲達到這

9、一精度，A/D精度要達到1/500，即至少為9位A/D，MP430內置A/D為12位，只要合理設定測量范圍，完全可以達到題目的精度要求。2.4 保護電路的設計與參數計算2.4.1 過流保護 (共三級)1） 輸入過流保護在直流輸入端串聯一支保險絲（250V，5A），從而實現過流保護。2） 輸出過流保護 輸出端串接電流采樣電阻RTEST2，材料選用溫漂小的康銅絲。電壓信號需放大后送給單片機進行A/D采樣。過流故障解除后，系統將自動恢復正常供電狀態。3） 逐波過流保護 逐波過流保護在每個開關周期內對電流進行檢測，過流時強行關斷，防止場效應管燒壞。具體實現電路見附錄圖5（a）。考慮到MOS管開通時的尖

10、鋒電流可能使逐波過流保護電路誤動作，加入如附錄圖5（b）所示電路。2.4.2 反接保護反接保護功能由二極管和保險絲實現，電路如附錄圖3（a）。2.4.3 過熱保護通過熱敏電阻檢測場效應管的溫度，溫度過高時關斷場效應管。2.4.4 防開機“浪涌”保護用NTC電阻實現了對開機浪涌電流的抑制，見附錄圖3（a）。2.4.5 場效應管欠壓保護利用IR2302的欠壓保護功能，對其電源電壓進行檢測，使場效應管嚴格工作在非飽和區或截止區，防止場效應管進入飽和區而損壞。2.5 數字設定及顯示電路的設計分別通過鍵盤和LCD實現數字設定和顯示。鍵盤用來設定和調整輸出電壓；輸出電壓、輸出電流和輸入電壓的量值通過LCD

11、顯示。電路接口見附錄。2.6 效率的分析及計算 （U2=18V,輸出電壓UO=36V,輸出電流IO=2A） DC-DC電路輸入電壓UIN=1.2*U2-2V=19.6V，信號占空比D1-UIN/UO=0.456，輸入電壓有效值IIN=IO/（1-D）=3.676A， 輸出功率PO=UO*IO=72 W下面計算電路中的損耗P損耗：1） Boost電路中電感的損耗： 其中，DCR1為電感的直流電阻，取為50 m，代入可得PDCR1=0.68 W2） Boost電路中開關管的損耗開關損耗 PSW=0.5*UIN*IIN（tr+tf）*f其中，tr是開關上升時間，為190ns,tf是開關下降時間，為1

12、10ns,f是開關頻率，為20 kHz,代入可得 PSW=0.2160 W導通損耗 其中，導通電阻RDSON=77 m，電流感應電阻RSNS取0.1 ，代入得PC=1.23 W3） 肖特基二極管的損耗 流過二極管的電流值與輸出電流I0相等，則二極管損耗其中，IO=2 A,取二極管壓降VD為0.35 V，代入可得PD=0.7 W4） 兩只采樣電阻上的總損耗為0.9 W （計算過程見附錄2） 其他部分的損耗約為0.8 W，具體計算過程見附錄2。綜上，電路中的總損耗功率P損耗=4.5WDC-DC變換器的效率= PO /（PO+P損耗）=94%2.7 系統特色：1輸出電壓反饋采用“同步采樣”方式，有效

13、地避免了電壓尖峰對信號檢測的影響。軟件濾波可降低毛刺干擾，但不能從根本上減小干擾。 “同步采樣”法是根據開關毛刺的可預測性（集中在開關瞬間，持續時間不超過2S），在開關管動作后2S再采樣，避免采到毛刺，提高了反饋信號的準確度和穩定度。2采用多種措施降低系統的電磁干擾（EMI），如：開關頻率較低，降低了EMI；單片機內部的時鐘源壓控震蕩器（DCO）采用了抖頻技術，使EMI能量分散在各個頻率點上，降低了EMI的峰值；產生PWM信號時也使用了抖頻技術，即實現了用較少位數的PWM產生較多的控制階數，又減少了EMI。3具有多重保護措施，保證了系統的高可靠性。3 軟件設計 （主要流程圖如圖3-1所示）圖3

14、-1 主要流程圖程序說明:本程序主要通過鍵盤設定輸出電壓值,利用PI算法控制PWM的占空比，實現電壓穩定輸出.并且為了減少干擾,軟件采用同步采樣的方法,即在PWM上升沿后2微秒,再去采樣,這樣就可以避免采樣到毛刺,進行錯誤的判斷,導致輸出電壓不穩,再根據一些其它的反饋采樣值進行調整,保證系統可以安全可靠穩定的工作。4 系統測試及結果分析4.1 測試使用的儀器 （如表4.1所示）表4.1 測試使用的儀器設備序 號名稱、型號、規格數量備注1FLUKE 15B 萬用表4美國福祿克公司2TDGC-2接觸調壓器（0.5KVA）1上海松特電器有限公司3KENWOOD CS-4125 示波器1帶寬20MHz

15、4.2 測試方法 （連接如圖4-1所示）圖4-1 測試連接圖4.3 測試數據4.3.1 電壓調整率SU測試 （測試條件：IO=2A，UO=36V）U2=15V時，UO1=35.98V；U2=21V時，UO2=36.13V。電壓調整率SU=（UO2-UO1）/UO1=0.42%。4.3.2 負載調整率SI測試 （測試條件：U2=18V，UO=36V）IO=0A時，UO3=36.29V；IO=2A時，UO4=36.04V。負載調整率SI=（UO3-UO4）/UO3=0.69%。4.3.3 DC-DC轉換器效率測試（測試條件：IO=2A，UO=36V，U2=18V）UIN=19.5V，IIN=3.8

16、8A；UO=36.00V，IO=1.975A。DC-DC轉換器效率=UOIO/UINIIN=93.97%。4.4 測試結果分析4.4.1 測試數據與設計指標的比較 （如表4.2所示）表4.2測試數據與設計指標的比較測試項目基本要求發揮要求電路測試結果輸出電壓可調范圍30V-36V實現最大輸出電流2A實現電壓調整率20.2%0.42%負載調整率50.5%0.69%輸出噪聲電壓峰峰值1VPP1.8 VPPDC-DC變換器效率70%85%93.97%過流保護動作電流2.5±0.2A故障排除后自動恢復動作電流2.53A，可以自動恢復。輸出電壓設定和步進調整步進1V，測量和顯示電壓電流實現，步

17、進可達0.1V。其他完整可靠的保護電路4.4.2 產生偏差的原因1） 對效率等進行理論分析和計算時，采用的是器件參數的典型值，但實際器件的參數具有明顯的離散性，電路性能很可能因此無法達到理論分析值。2） 電路的制作工藝并非理想的，會增加電路中的損耗。4.4.3 改進方法1） 使用性能更好的器件，如換用導通電阻更小的電力MOS管，采用低阻電容。2） 使用軟開關技術，進一步減小電力MOS管的開關損耗；3） 采用同步式開關電源的方案，用電力MOS管代替肖特基二極管以減小損耗；4） 優化軟件控制算法，進一步減小電壓調整率和負載調整率。5 結論本電路結構簡單，功能齊全，性能優良，除個別指標外均達到并超過

18、了題目要求。保護電路完善，使用更安全。使用同步采樣技術和多種抗EMI技術使得本電路更加環保。由于時間緊張，任務較為繁重，本電路尚有不足之處，如輸出紋波偏大等。這些都是以后我們努力和改進的方向。附錄1 電路原理圖圖1 開關穩壓電源電路圖2 單片機最小系統圖3 保護電路 （a）輸入保護電路 （b）過熱保護電路圖4 輸出過流保護電路圖5 逐波過流保護電路附錄 2 效率計算完整過程 電路中的主要損耗已在正文中進行了計算，下面給出其他部分損耗的計算過程：1. Boost電路中電容的損耗 輸出電流有效值代入數據得 IO-RMS=2.069 A而電容的損耗 等效串聯電阻ESR取為10 m，代入得PCO1=0.0428 W2. 輸出濾波電路的損耗：1） 電容的損耗 計算方法與求PCO1相同，可求得PCO2=0.0428 W2） 電感的損耗 其中，DCR2為電感的直流電阻，取為50 m，又IO=2A， 代入可得PDCR2=0.20 W3. PWM驅動部分的損耗1） 驅動芯片IR2302的靜態損耗為12 mW（可忽略）2） IR2302驅動電路的動態損耗 其中，導通控制電壓UGSON=12V，場效應管輸入電容