1 目錄目錄 第一章 緒論 1 1 課題的背景 3 1 2 電源技術的發展概況 4 第二章 基本原理 6 2 1 IGBT 管的基本原理與特性 6 2 1 1 IGBT 的工作原理 6 2 1 2 IGBT 的特性與參數特點 8 2 1 3 IGBT 的保護 9 2 2 逆變技術及其原理 11 2 2 1 現代逆變技術的分類 12 2 2 2 逆變電路的基本工作原理 11 2 2 3 電力器件的換流方式 12 2 2 4 三相電壓型逆變電路 14 2 3 SPWM 控制技術及其原理 17 2 3 1 SPWM 控制的基本原理 17 2 3 2 單極性和雙極性 SPWM 控制方式 18 第三章 系統硬件設計 1919 3 1 系統總體介紹 18 3 2 系統主電路設計 20 3 2 1 輸入 EMI 濾波器的設計 20 3 2 2 輸入整流濾波電路的設計 22 3 2 3 逆變器和輸出濾波電路的設計 24 3 2 4 RCD 緩沖電路的設計 27 3 3 采樣電路及 A D 轉換電路 31 3 4 SPWM 波產生芯片 SA4828 及其應用 32 3 4 1 SA4828 工作原理 32 3 4 2 SA4828 與單片機的連接 35 3 4 3 SA4828 的編程 37 3 5 IGBT 驅動電路 EXB841 41 3 5 1 IGBT 驅動電路的要求 41 3 5 2 集成化 IGBT 專用驅動器 EXB841 44 3 5 3 使用 EXB841 應該注意的一些事項 47 3 6 系統保護電路設計 47 3 7 輔助電源電路的設計 48 第四章第四章 系統軟件的設計 5050 4 1 系統控制程序技術 50 4 2 軟件抗干擾技術 52 結論 54 致謝 55 參考文獻 56 2 第一章 緒論 1 1 課題的背景 隨著各國工業與科學技術的飛速發展 在將來工業高度自動化的情況下 計算機技術 電力電子技術及自動控制技術將成為三種最重要的技術 所謂電力電子技術 就是利用半導體功率開關器件 電子技術和控制技術 對電氣設備的電功率進行變換和控制的一門技術 這項技術自 20 世紀 50 年代 以來 經歷了半個世紀的發展 現在已經成為理論和科學體系比較完整 而且 又相對獨立的一門科學技術 特別是 80 年代以來 由于電力電子技術突飛猛進 的發展 及其對工業發展所產生的作用 它被各國專家學者稱為人類社會繼計 算機之后的第二次電子革命 它在世界各國工業文明的發展過程中所起的關鍵 作用 可能僅次于計算機 預計在 21 世紀 電力電子技術對工業自動化 交通 運輸 城市供電 節能 環境污染等方面的發展 將會產生更大的推動作用 正弦波逆變器技術是電力電子技術中的一個最重要的組成部分 它的作用 是把從電力網上得到的定壓定頻交流電能 或從蓄電池 太陽能電池等得到的 電能質量較差的原始電能 變換成電能質量較高的 能滿足負載對電壓和頻率 要求的交流電能 這種交流電能不僅可用于交流電機的傳動 而且還可作為不 間斷電源 變頻電源 有源濾波器 電網無功補償器等逆變器中的電能 近年來 隨著各行各業的技術水平和操作性能的提高 它們對電源品質的 要求也在不斷提高 為了高質量和有效地使用電能 許多行業的用電設備都不 是直接使用交流電網提供的交流電作為電源 而是通過各種形式對電網交流電 進行變換 從而得到各自所需的電能形式 其中 把直流電變成交流電的過程 叫做逆變 完成逆變功能的電路稱為逆變電路 這種能量的變換對節能 減小 環境污染 改善工作條件 節省原材料 降低成本和提高產量等方面均起著非 常重要的作用 隨著正弦波脈寬調制 SPWM 逆變技術的日益成熟 逆變電源被廣泛應用 3 到微波通訊 野外活動 高速公路 海島 軍事 醫療 航空航天 風力發電 等各個領域 在一些重要的用電部門 如機場 醫院 銀行 和一些重要的用電 設備中 如計算機 通信設備 對逆變電源質量的要求也越來越高 不僅要求不停 電 還要要求輸出電壓波形準確完好 如不間斷電源 UPS Uninterruptible Power Supply 廣泛應用于計算機 程控交換機 數據處理系統 醫療診斷儀及精密電 子儀器等不能中斷供電的場合 而衡量逆變電源質量的首要指標就是輸出波形 質量的情況 對于逆變電源 其負載可能具有不同的性質 當某一負載投入運 行時 特別是非線性負載 很可能引起逆變器的輸出電壓波形周期性畸變 諧 波增加 同時 由于變壓器本身存在非線性的問題 使得實際加載在負載上的波 形也會發生畸變 因此 上述情況會讓負載端的電壓波形發生更為嚴重的畸變 而這樣的波形對各種電氣設備都有不同程度的影響和危害 從而影響整個電路 正常 安全可靠地工作 對供電系統的影響也會日益嚴重 這樣 也就逐漸顯 示出了對逆變電源輸出波形控制的重要性 因此 為了使逆變電源具有高質量的輸出波形 研究設計逆變電源的各種 先進的波形控制技術已成為近年來國內外學者研究的熱點 1 2 電源技術的發展概況 電力電子技術就是利用半導體功率開關器件 電力電子技術和控制技術 對電氣設備的電功率進行變換和控制的一門技術 上個世紀 80 年代以來 由于 半導體器件 電子技術等的不斷推陳出新 電力電子技術有了突飛猛進的發展 其對工業發展所產生的巨大作用 被各國的專家學者稱為人類社會繼計算機之 后的第二次的電子革命 它在世界各國工業文明的發展中所起的關鍵作用可能 僅次于計算機 電源是電力電子技術的主要應用領域之一 隨著新的電子元器件 新電磁 材料 新變換技術 新的控制技術的出現與應用 逆變電源技術得到越來越廣 泛的應用 電源技術的發展 大體經歷了幾個階段 由磁放大式到硅二極管整 流式 再到可控硅 晶閘管 整流式 直到發展到逆變式 開關式 采用逆變 技術 可使所設計的電源具有許多方面的優越性 1 可靈活地調節輸出電壓或電流的幅度和頻率通過控制回路 我們可以控 制逆變電路的工作頻率和輸出時間的比例 從而使輸出電壓或電流的頻率和幅 4 值按照人們的意愿或設備工作的要求來靈活地變化 2 可將蓄電池中的直流電轉換成交流電或其他形式的直流電 這樣就不會 因為交流電網停電或劇烈變化而影響工作 3 可明顯地減小用電設備的體積和重量 節省材料在很多用電設備中 變 壓器和電抗器在很大程度上決定了其體積和重量 如果我們將變壓器繞組中所 加電壓的頻率大幅度提高 則變壓器繞組匝數與有效面積之積就會明顯減小 變壓器的體積和重量明顯地減小了 4 采用逆變技術的電源還具有高效節能的優越性 表現在如下幾個方面 1 在許多應用交流電動機的場合 在其負載變化時 傳統的方法是調節電 動機的通電時間所占比例 這樣電動機就會頻繁地制動 起動 而電動機的起 動 制動消耗的能量往往很大 如使用變頻電源來調節電動機做功的量 則可 節約很大一部分能量 2 采用逆變技術的電源 其變壓器的體積和重量大大減小了 也即減小了 鐵心橫面積和線圈匝數 變壓器本身的損耗主要包括原 副邊銅耗和鐵芯損耗 鐵芯橫面積和線圈匝數的大幅度減小也就大大降低了銅耗和鐵耗 因此 采用 逆變技術大大提高變壓器的工作頻率 使得變壓器的損耗變得比工頻工作時小 得多 從而達到節能的目的 3 傳統的 采用工頻變壓器的整流式電源設備的功率因數一般在 0 5 0 8 之間 這是因為其電流諧波成分和相移角都比較大 在逆變電源中 如果用功 率因數校正技術 能使輸入電流的諧波成分變得很小 從而使功率因數約為 1 節能的效果非常明顯 5 動態響應快 控制性能好 電氣性能好 由于逆變電路的工作頻率高 調節周期短 使得電源設備的動態響應或者說動態特性好 表現為 對電網波 動的適應能力強 負載效應好 啟動沖擊電流小 超調量小 恢復時間快 輸 出穩定 紋波小 6 電源故障保護能力快由于逆變器工作頻率高 控制速度快 對保護信號 反應快 從而增加了系統的可靠性 另外 現代越來越復雜的電子設備對電源 提出了各種各樣的負載要求 一個特定用途的電源 應當具有特定的負載性能 要求和外特性 同時還應當具備安全可靠 高效 高功率因數 低噪音的特點 另外 無電磁干擾 無電網污染 省電節能也是我們應當認真考慮的設計要求 5 電源技術發展到今天 它融匯了電子 功率集成 自動控制 材料 傳感 計算機 電磁兼容 熱工等諸多技術領域的精華 已從多學科交叉的邊緣學科 成長為獨樹一幟的功率電子學 第二章 基本原理 2 1 IGBT 管的基本原理與特性 絕緣柵雙極型晶體管 Insulated Gate Bipolar Transistor 簡稱 IGBT 因為它的等效結構具有晶體管模式 所以稱為絕緣柵雙極型晶體管 IGBT 于 1982 年開始研制 1986 年投產 是發展很快而且很有前途的一種混合 型器件 IGBT 綜合了 MOS 和 GTR 的優點 其導通電阻是同一耐壓規格的功率 MOS 的 1 10 開關時間是同容量 GTR 的 1 10 在電機控制 中頻電源 各種開 關電源以及其他高速低損耗的中小功率領域 IGBT 有取代 GTR 和 VDMOS 的趨勢 2 1 1 IGBT 的工作原理 1 IGBT1 IGBT 的結構的結構 就 IGBT 的結構而言 是在 N 溝道 MOSFET 的漏極 N 層上又附加上一層 P 層 的P N PN 的四層結構 圖 2 1 a 為 N 溝道 VDMOSFET 與 GTR 組合的 N 溝道 IGB T N IGBT IGBT 比 VDMOSFET 多一層P 注入區 形成了一個大面積的P N 結 1 J 使 IGBT 導通時由P 注入區向 N 基區發射少子 從而對漂移區電導率進行 調制 使得 IGBT 具有很強的通流能力 簡化等效電路表明 IGBT 是 GTR 與 MOS FET 組成的達林頓結構 是一個由 MOSFET 驅動的厚基區PNP晶體管 ff R為晶 體管基區內的調制電阻 2 IGBT2 IGBT 的工作原理的工作原理 N 溝道 IGBT 通過在柵極 發射極間加閾值電壓 TH U以上的 正 電壓 在 6 柵極電極正下方的P層上形成反型層 溝道 開始從發射極電極下的N 層注 入電子 該電子為P N P 晶體管的少數載流子 從集電極襯底P 層開始注入空穴 進行電導率調制 雙極工作 所以可以降低集電極 發射極間飽和電壓 工作 時的等效電路如圖 2 1 b 所示 在發射極電極側形成N PN 寄生晶體管 若寄 生晶體管工作 又變成P N PN 晶閘管 電流繼續流動 直到輸出側停止供給 電流 通過輸出信號已不能進行控制 這種狀態稱為閉鎖狀態 為了抑制寄生 晶體管的工作 IGBT 采用盡量縮小P N P 晶體管的電流放大系數 作為解決閉 鎖的措施 具體來說 P N P 的電流放大系數 設計在 0 5 以下 IGBT 的閉鎖電 流 IL 為額定電流 直流 的 3 倍以上 IGBT 的驅動原理與功率 MOSFE 基本相 同 為場控器件 通斷由柵射極電壓 GE U決定 17 導通 GE U大于開啟電壓時 MOSFET 內形成溝道 為晶體管提供基極電 流 IGBT 導通 導通壓降 電導調制效應使電阻 on R減小 使通態壓降減小 關斷 柵 射極間施加反壓或不加信號時 MOSFET 內的溝道消失 晶體管的基極電 流被切斷 IGBT 關斷 2 1 2 IGBT 的特性與參數特點的特性與參數特點 7 1 IGBT1 IGBT 的伏安特性和轉移特性的伏安特性和轉移特性 IGBT 的伏安特性如圖 2 2 a 所示 它反映在一定的柵極 發射極電壓 GE U與 c I的關系 GE U越高 c I越大 值得注意的是 IGBT 的反向電壓承受能 力很差 從曲線中可知 其反向阻斷電壓 BM U只有幾十伏 因此限制了它在需 要承受高反壓場所的使用 圖 2 2 b 是 IGBT 的轉移特性曲線 當 GEGE TH UU 開啟電壓 一般為 3 6 伏 時 IGBT 開通 其輸出電流 C I與驅動電壓 GE U基本呈線性關系 當 GEGE TH UU 時 IGBT 關斷 2 IGBT2 IGBT 的參數特點的參數特點 1 IGBT 的開關特性好 開關速度快 其開關時間是同容量 GTR 的 1 10 IGBT 的開通過程是從正向阻斷狀態轉換到正向導通的過程 開通時間 on t定義為從驅動電壓 GE U 的脈沖前沿上升到最大值 GEM U的 10 所對應的時間 起至集電極電流 C I上升到最大值 CM I的 90 止所對需要的時間 on t又可分為開 通延遲時間 d on t和電流上升時間 r t兩部分 d on t定義為從 10 CEM U到 10 CM I所需的時間 r t定義為 C I c I從 10 CM I上升至 90 CM I所需要的時間 如 圖 2 3 所示 8 圖 2 3 IGBT 的開關特性 IGBT 的關斷過程是從正向導通狀態轉換到正向阻斷狀態的過程 關斷時間 off t定義為從驅動電壓 GE U的脈沖后沿下降到 90 CEM U處起至集電極電流下降 到 10 CM I處所經過的時間 off T又可分為關斷延遲時間 d off t和電流下降時間 f t兩部分 d off T是從 90 CEM U至 90 CM I所需的時間 f t是指 90 CM I下降至 10 CM I所需的時間 f t由 1fi t 由 IGBT 中的 MOS 管決定 和 2fi T 由 IGBT 中的PNP晶體管決定 兩部分 組成 IGBT 的開關時間與集電極電流 柵極電阻以及結溫等參數有關 隨著集電 極電流 C I和柵極電阻 G R的增加 其中 G R對開關時間影響較大 2 IGBT 的通態壓降低 在大電流段是同一耐壓規格的 VDMOS 的 1 10 左右 在小電流段的 1 2 額定電流以下通態壓降有負溫度系數 因此 IGBT 在并聯使用 是具有電流自動調節能力 3 IGBT 的集電極電流最大值 CM I 在 IGBT 管中由 GE U來控制 C I的大小 當 C I大到一定的程度時 IGBT 中寄生的 NPN 和 PNP 晶體管處于飽和狀態 柵極 G 失去對集電極電流 Ic 的控制作用 這叫擎住效應 IGBT 發生擎住效應后 C I大 功耗大 最后使器件損壞 為此 器件出廠時必須規定集電極電流的最 大值 CM I 以及與此相應的柵極 發射極最大電壓 CEM U 集電極電流值超過 9 CM I時 IGBT 產生擎住效應 另外器件在關斷時電壓上升率 CE dUdt 太大也會 產生擎住效應 4 IGBT 的安全工作區比 GTR 寬 而且還具有耐脈沖電流沖擊的能力 IGBT 在開通時為正向偏置 其安全工作區稱為正偏安全工作區 FBSOA 如圖 2 4 a 所示 IGBT 的導通時間越長 發熱越嚴重 安全工作區越小 IGBT 在關斷 時為反向偏置 其安全工作區稱為反偏安全工作區 RBSOA 如圖 2 4 b 所示 RBSOA 與電壓上升率 CE dUdt 有關 CE dUdt 越大 RBSOA 越小 在使用中一般 通過選擇適當的 UCE 和柵極驅動電阻控制 CE dUdt 避免 IGBT 因 CE dUdt 過高 而產生擎住效應 圖 2 4IGBT 的安全工作區 5 IGBT 的輸入阻抗高 可達 109 1011 歐姆數量級 呈純電容性 驅動 功率小 這些與 VDMOS 相似 6 與 VDMOS 和 GTR 相比 IGBT 的耐壓可以做得更高 最大允許電壓 UCEM 可達到 4500 伏以上 7 IGBT 的最高允許結溫為150 VDMOS 的通態壓降隨結溫升高而顯著增 加 而 IGBT 的通態壓降在室溫和最高結溫之間變化很小 具有良好的溫度特性 2 1 3 IGBT 的保護 IGBT 與電力 MOSFET 管一樣具有極高的輸入阻抗 容易造成靜電擊穿 故 在存放和測試時應采取防靜電措施 IGBT 作為一種大功率電力電子器件常用于大電流 高電壓的場合 對其采 10 取保護措施 以防器件損壞顯得非常重要 1 過電流保護 IGBT 應用于電力系統中 對于正常過載 如電機起動 濾波電容的合閘沖 擊以及負載的突變等 系統能自動調節和控制 不至于損壞 IGBT 對于非正常 的短路故障要實行過流保護 通常的做法是 切斷柵極驅動信號 只要檢測出過流信號 就在 2us 內迅速撤除柵極信 號 當檢測到過流故障信號時 立即將柵壓降到某一電平 同時啟動定時器 在定時器到達設定值之前 若故障消失 則柵壓又恢復到正常工作值 若定時 器到達設定值時故障仍未消除 則把柵壓降低到零 這種保護方案要求保護電 路在12 s內響應 2 過電壓保護 利用緩沖電路能對 IGBT 實行過電壓抑制并抑制過量的電壓變化率 dU dt 但由于 IGBT 的安全工作區寬 因此 改變柵極電阻的大小 可減弱 IGBT 對緩沖電路的要求 然而 由于 IGBT 控制峰值電流能力比 VDMOS 強 因 此在有些應用中可不用緩沖電路 3 過熱保護 利用溫度傳感器檢測 IGBT 的殼溫 當超過允許溫度時主電路跳閘以實現過 熱保護 2 2 逆變技術及其原理 通常 把交流電變成直流電的過程叫做整流 完成整流功能的電路叫做整 流電路 與之相對應 把直流電變成交流電的過程叫做逆變 完成逆變功能的 電路則稱為逆變電路 而實現逆變過程的裝置叫做逆變設備或逆變器 現代逆變技術就是研究現代逆變電路的理論和應用設計方法的一門科學 這們學科是建立在工業電子技術 半導體器件技術 現代控制技術 現代電力 電子技術 半導體變流技術 脈寬調制 PWM 技術 磁性材料等學科基礎之上 的一門實用技術 11 2 2 1 現代逆變技術的分類 現代逆變技術種類很多 其主要的分類方式如下 1 按逆變器輸出交流的頻率 可分為工頻逆變 50 60Hz 中頻逆變 400Hz 到十幾 KHz 高頻逆變 十幾 KHz 到 MHz 2 按逆變器輸出的相數 可分為單相逆變 三相逆變和多相逆變 3 按輸出能量的去向 可分為有源逆變和無源逆變 4 按逆變主電路的形式 可分為單端式 推挽式 半橋式和全橋式逆變 5 按逆變主開關器件的類型 可分為晶閘管逆變 晶體管逆變 場效應管 逆變 IGBT 逆變等等 6 按輸出穩定的參量 可分為電壓型逆變和電流型逆變 7 按輸出電壓或電流的波形 可分為正弦波輸出逆變和非正弦波輸出逆變 8 按控制方式 可分為調頻式 PFM 逆變和調脈寬式 PWM 逆變 9 按逆變開關電路的工作方式 可分為諧振式逆變 定頻硬開關式逆變和 定頻軟開關式逆變 2 2 2 逆變電路的基本工作原理 圖 2 5 a 為單相橋式逆變電路 S1 S4 是橋式電路的 4 個臂 它們由電力 電子器件及其輔助電路組成 當開關 S1 S4 閉合 S2 S3 斷開時 負載電壓 o u為正 當開關 S1 S4 斷開 S2 S3 閉合時 o u為負 其波形如圖 2 5 b 所 示 這樣 就把直流電變成交流電 改變兩組開關的切換頻率 即可改變輸出 交流電的頻率 這就是逆變電路的最基本的工作原理 12 圖 2 5 逆變電路及其波形舉例 當負載為電阻時 負載電流 o i和電壓 o u的波形形狀相同 相位也相同 當 負載為阻感時 o i相位滯后于 o u 兩者波形的形狀也不同 圖 2 5 b 給出的就 是阻感負載時 o i波形 設 1 t時刻以前 S1 S4 導通 o u和 o i均為正 在 1 t時刻 斷開 S1 S4 同時合上 S2 S3 則 o u的極性立刻變為負 但是 因為負載中 有電感 其電流極性不能立刻改變而仍維持原方向 這時負載電流從直流電源 負極流出 經 S2 負載和 S3 流回正極 負載電感中儲存的能量向直流電源反 饋 負載電流逐漸減小 到 2 t時刻降為零 之后 o i才反向并逐漸增大 S2 S3 斷開 S1 S4 閉合時的情況類似 上面是 S1 S4 均為理想開關時的分析 實 際電路的工作過程要復雜一些 2 2 3 電力器件的換流方式 圖 2 6 中 S1 S2 表示由兩個電力半導體器件組成的導電臂 電流從一個 臂向另一個臂轉移的過程稱為換流 或換相 在換流過程中 有的臂從導通到 關斷 有的臂從關斷到導通 要使某一臂導通 只要給組成該導電臂的器件的 控制極施加適當的信號 但要使某一臂關斷 情況就復雜多了 全控型器件可 以用適當的控制極信號使其關斷 而半控型晶閘管 必須利用外部條件或采取 一定的措施才能使其關斷 晶閘管要在電流過零以后再施加一定時間的反向電 壓 才能使其關斷 13 一般來說 換流方式可分為以下幾種 1 器件換流 利用全控型電力電子器件自身具有的關斷能力進行換流 稱 為器件換流 2 電網換流 由電網提供換流電壓稱為電網換流 整流電路的換流方式就 是電網換流 3 負載換流 由負載提供換流電壓 凡是負載電流的相位超前電壓的場合 都可實現負載換流 4 脈沖換流 設置附加的換流電路 由換流電路內的電容提供換流電壓 稱為脈沖換流 有時也稱為強迫換流或電容換流 脈沖換流有脈沖電壓換流和 脈沖電流換流兩種 在上述四種換流方式中 器件換流只適應于全控型器件 其余三種方式主要 是針對晶閘管而言 2 2 4 三相電壓型逆變電路 逆變電路根據直流側電源的性質的不同可分為兩種 直流側是電壓源的稱為 電壓型逆變電路 直流側是電流源的稱為電流型逆變電路 在本文中 我們主 要討論三相電壓型逆變電路的基本構成 工作原理和特性 圖 2 7 為其電路 14 圖 2 7 三相電壓型逆變電路 電壓型逆變電路有以下一些特點 1 直流側為電壓源 或并聯有大電容 相當于電壓源 直流側電壓基本無 脈動 直流回路呈現低阻抗 2 由于直流電壓源的鉗位作用 交流側輸出電壓波形為矩形波 并且與負 載阻抗角無關 而交流側輸出電流波形和相位因負載阻抗情況的不同而不同 3 當交流側為阻感負載是需要提供無功功率 直流側電容起緩沖無功能量 的作用 為了給交流側向直流側反饋的無功能量提供通道 逆變橋各臂都并聯 了反饋二極管 下面 我們討論一下三相全橋電壓型逆變電路 在圖 2 7 所示電路中 電路的直流側通常只有一個電容器就可以了 但為 了方便分析 畫作串聯的兩個電容器并標出假想中點 N 和單相半橋 全橋逆 變電路相同 三相電壓型橋式逆變電路的基本工作方式也是180 導電方式 即 每個橋臂的導電角度為180 同一相 即同一半橋 上下兩個臂交替導電 各 相開始導電的角度以此相差120 這樣 在任一瞬間 將有三個橋臂同時導通 可能是上面一個臂下面兩個臂 也可能是上面兩個臂下面一個臂同時導通 因 為每次換流都是在同一相上下兩個橋臂之間進行 因此也被稱為縱向換流 15 圖 2 8 三相電壓型橋式逆變電路的工作波形 以下分析三相電壓型橋式逆變電路的工作波形 對于 U 相輸出來說 當橋 臂 1 導通時 2 UNd uU 當橋臂 4 導通時 2 UNd uU 因此 UN u 的波形 是幅值為 2 d U的矩形波 V W 兩相的情況和 U 相類似 VN u WN u 的波形形 狀和 UN u 相同 只是相位依次差 120 負載線電壓可由下式求出 UN WN WU WN VN VW VN UN UV uuu uuu uuu 設負載中點 N 與直流電源假想中點 N 之間的電壓為 NN u 則負載各相的相 電壓分別為 NN WN WN NN VN VN NN UN UN uuu uuu uuu 三相電壓型橋式逆變電路的工作波形如圖 2 8 所示 下面對三相橋式逆變電路的輸出電壓進行定量分析 把輸出線電壓 展開成 16 傅里葉級數得 2 3111 sinsin5sin7sin11 5711 d UV U utttt 2 31 sin 1 sin k d n U tn t n 式中 61nk k為自然數 輸出線電壓有效值 UV U 為 2 2 0 1 0 816 2 UVUVd Uud tU 基波幅值 1UV m U 和基波有效值 1UV U 分別為 1 2 3 1 1 d UV md U UU 1 1 6 0 78 2 UV m UVdd U UUU 接下來 我們再對負載相電壓 UN u 進行分析 把 UN u 展開成傅里葉級數得 2111 sinsin5sin7sin11 5711 d UN U utttt 21 sinsinn d n U tt n 式中 61nk k 為自然數 負載相電壓有效值 UN U 為 2 2 0 1 0 471 2 UNUNd Uud tU 基波幅值 1UN m U 和基波有效值 1UN U 分別為 1 2 0 637 d UN md U UU 1 1 0 45 2 UN m UNd U UU 17 2 3 SPWM 控制技術及其原理 2 3 1 SPWM 控制的基本原理 如圖 2 9 a 所示 我們將一個正弦波半波電壓分成 N 等分 并把正弦曲線 每一等份所包圍的面積都用一個與其面積相等的等幅矩形脈沖來代替 且矩形 脈沖的中點與相應正弦等份的中點重合 得到如圖 2 9 b 所示得脈沖列 這就 是 SPWM 波形 正弦波得另外半波可以用相同得辦法來等效 可以看出 該 PWM 波形的脈沖寬度是按正弦規律變化 稱為 SPWM 波形 圖 2 9SPWM 波形 根據采樣控制理論 脈沖頻率越高 SPWM 波形便越接近正弦波 逆變器的 輸出電壓為 SPWM 波形時 其低次諧波得到很好地抑制和消除 高次諧波又能很 容易濾去 從而可得到崎變率極低的正弦波輸出電壓 SPWM 控制方式就是對逆變電路開關器件的通斷進行控制 使輸出端得到一 系列幅值相等而寬度不相等的脈沖 用這些脈沖來代替正弦波或者其他所需要 的波形 從理論上講 在給出了正弦半波頻率 幅值和半個周期內的脈沖數后 脈 沖波形的寬度和間隔便可以準確計算出來 然后按照計算的結果控制電路中各 開關器件的通斷 就可以得到所需要的波形 但在實際應用中 人們常采用正 弦波與等腰三角波相交的辦法來確定各矩形脈沖的寬度 等腰三角波上下寬度與高度成線性關系且左右對稱 當它與任何一個光滑 曲線相交時 即得到一組等幅而脈沖寬度正比該曲線函數值的矩形脈沖 這種 方法稱為調制方法 希望輸出的信號為調制信號 把接受調制的三角波稱為載 波 當調制信號是正弦波時 所得到的便是 SPWM 波形 當調制信號不是正弦波 時 也能得到與調制信號等效的 PWM 波形 18 2 3 2 單極性和雙極性 SPWM 控制方式 單極性是指載波和調制波始終保持同極性的關系 在調制波信號的一個周 期里 同一橋臂的上下兩個功率管工作狀態相互切換 分別工作在正弦調制波 的半個周期 單極性 SPWM 調制原理圖如圖 2 10 所示 圖 2 10 單極性調制原理圖 雙極性 SPWM 的載波極性隨時間而正負變化 和調制波的極性變化沒有關系 載波信號的一個周期里 同一橋臂的上下兩個功率管互相切換 在調制波的半 個周期里始終處于按正弦脈寬調制規律互補開關的工作狀態 雙極性 SPWM 調制原理圖如圖 2 11 所示 圖 2 11 雙極性調至原理圖 19 第三章 系統硬件設計 3 1 系統總體介紹 本次設計的目的是研制一種輸入為市電三相 380V 輸出為 380V 50Hz 的 交流穩定電壓 輸出功率較大的三相穩壓電源 考慮到所設計的系統為大功率 電源 所以我們在這考慮使用 SPWM 逆變技術 圖 3 1 為所設計的系統框圖 該系統的工作原理是三相電源 380V 經整流濾波變成直流電壓 然后經 SPWM 全橋逆變 變成 380V 的 SPWM 電壓 再經輸出濾波電路濾波為 380V 50Hz 正弦波交流電壓輸出 另外 系統中 CPU 根據輸出采樣電壓值來控制 SPWM 波發 生器輸出的 SPWM 波形參數 SPWM 發生器產生的 SPWM 波經四個驅動隔離電路去 驅動逆變電路 從而把整流濾波后得到的直流電逆變成穩定交流電 該系統 CPU 采用 AT89C51 SPWM 波發生器采用 SA4828 三相 SPWM 波發生器 這里我們 使用其三相輸出波形 驅動隔離電路采用富士公司生產的 EXB841 主電路采用 高壓整流模塊和 IGBT 模塊 輸出采樣模塊使用 ADC0809 由于本系統的控制核 心器件是 AT89C51 所以我們在此對該器件作一下介紹 AT89C51 是美國 ATMEL 公司生產的 該單片機采用高密度 非易失存儲技 術 將閃爍存儲器 即 flash memory 或 PEROM 和 MCS 51 系列單片機相結合 該單片機不但和 MCS 51 系列單片機完全兼容 更以其便利的電擦寫功能和低廉 的價格而擁有很高的性能價格比 適用于各種需要較高靈活性的嵌入式控制應 用領域 AT89C51 單片機芯片有 40 個引腳 是用 CMOS 工藝制造的芯片 采用雙列 20 直插封裝 DIP 和方形封裝方式 圖 3 2 為它的引腳圖 說明如下 1 主電源引腳 Vcc 和 Vss Vcc 接 5V 電壓 Vss 接地 2 外接晶振引腳 XTAL1 接外部晶振的一個引腳 在單片機內部 它是構成片內振蕩器的反 相放大器的輸入端 當采用外部振蕩器時 該引腳接收振蕩器的信號 即把信 號直接接到內部時鐘發生器的輸入端 XTAL2 片內反相放大器輸出端 外接晶振時 XTAL2 和 XTAL1 各接晶振的 一端 借外接晶振與片內反相放大器構成振蕩器 3 輸入 輸出引腳 P0 0 P0 7 雙向三態 I O 口 在訪問外部存儲器時 分別輸出低 8 位地址 線和 8 位數據線 在對內部 EPROM 編程時 用于數據的輸入和輸出 P1 0 P1 7 8 位雙向 I O 口 對 EPROM 編程時 用于接受低 8 位地址 P2 0 P2 7 8 位雙向 I O 口 在訪問外部存儲器時 輸出高 8 位地址 在對內部 EPROM 編程時 用于接受高 8 位地址 P3 0 P3 7 8 位雙向 I O 口 每個引腳都有各自圖 3 2 AT89C51 引腳的第 二功能 P3 0 為 RXD 串行輸入口 P3 1 為 TXD 串行輸出口 P3 2 為 INT0 外部中斷請求輸入端 0 P3 3 為 INT1 外部中斷請求輸入端 1 P3 4 為 T0 定時器 計數器 0 計數脈沖輸入端 P3 5 為 T1 定時器 計數器 1 計數 脈沖輸入端 P3 6 P3 7 為WR RD 片外數據存儲器寫 讀選通信號輸出端 21 4 控制引腳 ALE PROG 地址鎖存有效信號輸出端 PSEN 片外程序存儲器讀取選通信號輸出端 RST Vpd 復位端 當 Vcc 掉電期間 Vpd 如接備用電源 V 可用于保存片內 RAM 中的數據 EA Vpp 片外程序存儲器選用端 3 2 系統主電路設計 圖 3 3 是本系統主電路的電路圖 下面我們分別來介紹主電路的各個部分 3 2 1 輸入 EMI 濾波器的設計 一 高頻電源中的噪聲問題 電源中 噪聲是指直流基礎電源輸出電壓中的脈動成分以及其他的交流分量 有些噪聲來自設備外部 如大負荷用電設備起動造成電網電壓瞬時跌落 工頻 波形失真等 有些噪聲來自設備自身 如在功率轉換電路中開關管從導通到截 止或從截止到導通的瞬態過程中 高速脈沖波形的電流 電壓 尤其是脈沖上 升 下降沿 其中包含豐富的高次諧波分量易產生噪聲 另外 在開關管高速 工作時 非線性元件 傳輸導線分布電感 電容容易發生寄生振蕩 加上器件 本身高頻特性的差異均有可能產生噪聲 電源中的噪聲 按傳導與輻射兩種方式傳播 按對負載的影響 可分為共 22 模噪聲 差模噪聲和輻射噪聲 這里共模噪聲是指主回路與機殼間傳導的噪聲 差模噪聲是指回路中的常態噪聲 輻射噪聲既包括外界通過空間向電源輻射的 噪聲 又包括電源對外輻射的噪聲 二 EMI 濾波器在本系統中 為了抑制交流電網和電源之間的相互干擾 在交流電網和電源輸入端之間加上 EMI 電磁干擾 濾波器 一方面 加上 EMI 濾波器后 可以消除來自電網的各種干擾對系統的影響 如電動機的啟動 電 器開關的合閘和關斷 雷擊等產生的尖峰干擾 另一方面 該濾波器也可以防 止系統產生的高頻噪聲向電網擴散而污染電網 EMI 濾波器主要由工頻低通濾 波器和共模抑制元件組成 在本系統設計中我們選用北京克普銳特電子技術有 限公司生產的 KT 3H4 20 型三相三線濾波器 其原理圖如圖 3 4 所示 Lc 為 濾波扼流線圈 當電源輸入電流流過 Lc 時 所產生的磁場可以互相抵消 相當 于沒有電感效應 Lc 對共模噪聲來說 相當于一個電感量很大的電感 故它能 有效地抑制共模傳導噪聲 電容 Cy 對共模噪聲起旁路作用 Cx 對共模噪聲起 抑制作用 R 為 Cx 的放電電容 其特性如下 濾波器采用新型軟磁材料 最大泄漏電流 相 地 250VAC 50Hz 200M 500VDC 23 EMI 濾波器的安裝和布線對濾波器的性能發揮是極為重要的 在其安 中應注意以下幾點 濾波器應安裝在機柜底部離設備電源入口盡量近的地方 并加以板 不 要讓未經過濾波器的電源線在機柜內迂回 如果交流電源進入機殼波器有較長 的距離 則這段線應加以屏蔽 濾波器的外殼必須用截面積大的導線以最短的距離與機殼連為一盡量使 濾波器的接地點與外殼接地點保持最短的距離 輸入 輸出應靠近部布線以減 少耦合 并將輸入 輸出線嚴格分開 絕不允許將濾波器的輸輸出線捆在一起 或靠得很近 機殼內的其他用電器 照明燈 信號燈等 或電磁開關等應從濾端引線 接到負載 或為這些干擾源單獨加裝濾波器 3 2 2 輸入整流濾波電路的設計 本課題設計的電源在額定狀態下的技術要求為 輸出電壓 380VAC 屬于大 功率電源 為了保持三相交流電源的對稱性和減小電源濾波電容等原因 大功 率電源一般采用三相電源作為供電電源 因此 本采用三相橋式整流 濾波電 感和濾波電容組成輸入整流濾波電路 一 三相橋式整流電路的設計 1 整流橋的耐壓 整流二極管的峰值反向電壓為 dc max U3802591V 1 1 取 50 的裕量 dc max UU 1 50 591 1 5 886 5V 2 整流橋的額定電流 電源的輸出功率為 3KW 是確定值 所以電源的輸入功率就隨著電源的效 率變化而變化 計算時取電源效率最差時的值 設 80 min 此時電源的輸入功率 in max PP 80 3750W 出 最大輸入線電流 in max in max 37503750 I6 33A U380 3 0 9 3 24 根據以上計算我們選用取富士公司生產的 2RI60G 120 60A 1200V 2 單元 串聯 型號整流模塊三個連接而成橋式整流回路 二 輸入濾波電容的設計 輸入濾波電容的值決定于輸出保持時間和直流輸入電壓的紋波電壓的大小 且要在計算流入電容器的紋波電流是否完全達到電容器的容許值的基礎上進設 計 三相電源經過整流后 輸出直流電壓 此時通過直流回路的平均電流最大 值 dc max I為 in max dc max dc min P3750 I8 12A U462 Udc 為三相電源電壓最低時整流輸出的直流電壓的平均值 dc min U1 35 380 1 10 462V 計算單相全波整流電路濾波電容的經驗公式是 d max 600IC 400 c 因為三相全波整流電路的基波頻率為單相整流電路的 3 倍 所以計算三相 整流電路的濾波電容公式為 d max 00IC 133 2 c 所以 C C 200 8 12 1626uFC200 8 121626 F 因為三相整流的紋波較單相整流要小許多 所以本系統中輸入濾波電容取 1600uF 在實際電路中 我們選用 2 個 2200uF 450VDC 電容和 2 個 1000uF 450VDC 容兩兩串聯再并聯組成 經仿真和實驗證明 所選電容能滿足 設計要求 三 輸入濾波電感的設計 我們可以根據保持負載電流連續的要求來選擇濾波電感 L 設最小負載功率 P2000W min 則 in 2000 P2500W 0 8 dmin 25002500 I4 43A 1 35 380 1 1564 3 25 所以 d min 0 0130 013 L3 9mH I314 in max 1 U 380 1 1 4 43 取 4mH 3 2 3 逆變器和輸出濾波電路的設計 一 IGBT 的選擇 1 耐壓 當輸入電網電壓為最高輸入電壓時 經整流濾波后輸出的最高直流電壓為 dc max U3802591V 1 1 考慮各種因素的影響取 50 的裕量 則 IGBT 的最低耐壓為 dc max UU 1 50 591 1 5 886 5V 2 IGBT 的電流 在一些參數未知的情況下 我們需要估算 IGBT 的電流 以便選擇 IGBT 管 輸入電網電壓經輸入整流濾波后 直流母線上的最大直流電流為 Id max min maxdcin in max dc min P3750 8 12A U462 d max I 其中 dc min U1 35 380 1 10 462V 所以可選擇 IGBT 的額定電流為 25A 綜上所述 在本系統設計中 我們可選擇日本富士公司生產的 2MBI25L 120 2 單元 25A 1200V 型 IGBT 管 該管耐壓 1200V 電流容許值為 25A 二 輸出 LC 濾波電路 經全橋逆變器輸出的電壓中 逆變開關頻率一般都比較高 從幾 KHz 到幾 MHz 的都有 對幾 KHz 至十幾 KHz 的脈沖電壓進行濾波時 一般對紋波電壓要 求不是太高 所以可以忽略濾波電解電容等效串聯電阻 ESR 并且頻率不高時 其等效串聯阻抗 ESZ 也不大 影響也不嚴重 但是 隨著頻率的升高 電解電 容引線電感 L 造成的等效串聯阻抗 ESZ 就會上升 明顯地增加輸入電壓的紋波 所以計算 LC 參數 要分別情況根據工作頻率范圍設計 允許電抗器的電流波動 峰 峰值 3000 2 220 Loe i I 5 2 5 1 4A逆變器輸出脈沖電壓峰值 26 1 35 2M V 380 513V 由于逆變器輸出的是 SPWM 電壓 所以在設計濾波 LC 參數時 我們可以考 慮 如下情況 當濾波輸出的平均電壓 O V 311V 此時 on 311 T 513 17 F 103 6 S 171103 666 4 off T S 所以 由式 L LmoniVVT 2 0 13 得 L 1 4 513 311 103 6 14 9mH 由式 ooff 13 L V T L i 得 311 L14 7mH 1 4 66 4 所以 L 取 15mH 設電容上電壓紋波為 3V 由式 L i C 8 13 e T u 得 1 4 C9 9 F 83 171 取 10uF 所以 L 為工頻電感 電感量可選為 15mH 為減小噪聲 選閉合鐵芯 如 OD 型硅鋼鐵芯 400Hz 或鐵粉芯鐵芯 C 為工頻電容 可以選 CBB61 10uF 250VAC 3 2 4 RCD 緩沖電路的設計 緩沖電路也稱作吸收電路 它是一種保護電路 其目的是在開關管關斷時 防止在開關管上產生過電壓 另外它也能改變開關管開關過程中電壓和電流的 波形軌跡 使開關 軟化 以減少開關損耗 在本系統設計中 我們選用 IGBT 作為開關器件 由于 IGBT 開關速度快 當 IGBT 由通態迅速關斷時 有很 大的 di dt 產生 該 di dt 在主回路的布線電感上引起較大的尖峰電壓 Ldi dt 這個尖峰電壓與直流電源電壓疊加后加在關斷的 IGBT 的集射兩極之 間 如果尖峰電壓很大 可能使疊加后的電壓超過反向安全工作區 或者由于 dU dt 太大引起誤導通 兩者都有損于 IGBT 因此為保護 IGBT 我們在 SPWM 逆變電路中設置了 RCD 緩沖電路 27 1 緩沖電路結構及工作原理 具有緩沖電路的逆變器的一個橋臂如圖 3 5 所示 為了分析緩沖電路的工 作原理 把圖 3 5 簡化后示于圖 3 6 圖 3 7 是其工作波形 如圖 3 5 所示 假定當前工作狀態為 T1 導通 T2 截止 此時 電源正極經 T1 Ds2 對 Cs2 充 電 Cs2 上電壓為 Ed 且 T1 中電流的另一部分流入負載 見圖 3 6 Cs1 處于 放電狀態 其電壓漸漸低于 Ed 當 T1 的觸發信號取消后 T1 即開始關斷 為 了保持負載電流連續 T2 上的續流二極管 FWD 導通 如圖 3 6 所 圖中 Lm 直流母線分布總電感 Lm L1 L2 I0 關斷前集電極輸出電流 Ls 緩沖電路布線電感 Ucesp Ls 上引起的反電動勢 Cs 緩沖電路電容 Ucep Cs 上充電尖峰電壓 Ds 緩沖電路二極管 Ed 直流電源電壓 Rs 緩沖電路電阻 Ufp ds Ds 上正向恢復電壓 示 緩沖二極管 VDs 陰極基本上被鉗制在 Ed 負極電位上 忽略續流管壓降 由于 Cs 兩端電壓不會突變 VDs 處于正向偏置而導通 另外 分布電感 Lm 仍以維持 Ic 不變的趨勢經 Ls 向 Cs 充電 在 Ls 上產生 LsdIc dt 反電動勢 左正右負 由于 VDs 在導通過程中具有正向過渡特性 開始時有較大的正向 瞬時電壓 40 60V 見圖 3 7 a 因此 加在 T1 集射兩端的電壓是 Ls Cs VDs 支路電壓的總和 即 oc cespdmcsfp ds s dIdI UELUUL dtdt 28 隨著充電過程進行 VDs 正向過渡特性很快結束 其正向壓降逐步減到零 見圖 3 7 a Uce 從 Ucesp 逐漸減小 但隨著 Cs 的充電 其兩端電壓又逐步升 高 因此 Uce 又逐步回升達到 Ucep 如式 3 1 Cs 充電過程停止 接著 Cs 經 Ls Lm Ed FWD VDs 構成的 LC 電路開始放電 由于 Ls 上反電動勢改變 方向 左負右正 Uce 產生一個負下跳 Lsdids dt VDs 上開始出現反向恢復 電流 當反向電流 ids 達到最大時 就開始減小 Ls 上反電動勢又改變方向 左正右負 Uce 又出現一個上跳 二極管 VDs 進入關斷過程 VDs 上承受反 向電壓 Uds 如式 3 2 所示 Lm Ls 上反電動勢為左正右負 VDs 關斷后 ids 0 Lm Ls 上反電動勢消失 VDs 上承受的反向電壓 Uds Ucep Ed Uce m cscepdcdce s L UUEIEU C 3 1 dsr dscsmsd di UU LL E dt 3 2 式中 idsr 為 VDs 的反向恢復電流 Uce 是前面 Lm 經 Ls 向 Cs 充電時產 生的高出直流電壓 Ed 的部分 此時成為反偏壓全加在 VDs 的兩端 2 緩沖電路參數的計算 產生過電壓的根本原因是主回路的布線電感 Lm 其間存儲的電能為 29 2 Lmm o 1 PL I 2 3 3 緩沖電路能吸收的能量為 2 csscepd 1 PC UE 2 3 4 令式 3 3 等于式 3 4 有 22 scepdm o C UE L I 為確保 Lm 中能量全部被 Cs 吸收 應取 2 m o s 2 cepd L I C UE 式中 m 1 H L m oC I2I 額定值 cepces U0 9U d E600V 本 系統設計中 m L取 2uH Oc I2I2 25 50A cepces U0 9U0 9 1200 1080V 600 d EV 則 s 2 2 C0 022 F 108